基于基波磁通补偿的电动汽车充电桩谐波抑制研究

于会群，林豪洋，沈 昱

（上海发电过程智能管控工程技术研究中心（上海电力学院），上海 200090）

0 引言

由于近些年碳排量不断增加，造成环境问题不断恶化，电动汽车凭借绿色、环保、节能等优点在世界范围内掀起了一股新能源汽车的热潮[1-5]。但是，电动汽车充电桩内部为电力电子结构，是一种非线性负载，当其接入电网工作时会影响电网的电能质量，进而对电网的安全运行造成极大影响[6-7]。比如，充电桩工作时由于大功率开关管的高频率通断会产生大量谐波电流与高频噪声[8]，也会对电力系统的电磁环境造成严重影响[9]。

目前，针对电动汽车充电桩谐波抑制方法的研究主要从主动治理与被动治理两方面入手。主动治理的原理是通过改进整流电路直接减少谐波含量，而被动治理的原理是通过在线路中加装无源滤波器或有源滤波器对谐波进行补偿。文献[10]采用一种新型的交流充电桩，将采用新型复合控制的有源滤波器加入交流充电桩中，用以抑制车载充电桩所产生的谐波污染，效果显著，同时保证了电力系统的稳定性。文献[11]通过搭建充电桩仿真模型分析比较十二脉不可控整流、APF（有源滤波器）补偿以及PWM（脉冲宽度调制）整流3种谐波抑制方法，最后分析得出十二脉不可控整流在一定程度上可以减少谐波含量，APF补偿装置需要降低成本与提高容量才能满足未来充电站的谐波抑制需求，而PWM整流方式因成本高昂可当作充电桩谐波抑制的最终方向。APF与PWM整流虽然谐波抑制效果明显，但有源滤波器控制复杂，不适合在高压、大功率场景下使用，并且控制效果会受谐波检测技术影响。

目前，在商场、小区、学校等停车场中出现了越来越多的电动汽车充电桩，其中就包括能够进行大功率直流充电的三相直流充电桩。由于APF成本高、容量有限，同时考虑到无源滤波器在单相系统中的高成熟度，以及在成本与补偿容量上的明显优势，因此，考虑将无源滤波器应用于三相电路。但是传统的无源滤波器谐波抑制效果有限，需要对其进行改进，增强谐波抑制效果。文献[12]将基波谐振电路与传统无源滤波器相结合，迫使谐波分量流入无源滤波器一侧，与原有的无源滤波方法相比，其谐波抑制效果较好。文献[13]将基波磁通补偿原理与基波谐振原理相结合并应用于装有传统无源滤波器的线路之中，通过分析多台充电桩同时工作时谐波治理效果，得出改进型无源滤波器具有良好的谐波抑制效果。虽然采用此种方法时谐波抑制效果明显，但是功率因数非常小，需要进一步研究与改进。

本文首先分析了三相不可控整流充电桩的结构特点，在现有无源滤波控制策略研究基础上，提出一种基波磁通补偿、基波单调谐电路与传统无源滤波器相结合的改进型滤波策略，在一次绕组侧使用两个线圈绕组，取代传统的单线圈绕组，在二次侧采用基波单调谐电路。在理论分析改进后的无源滤波新方法的同时，搭建充电桩仿真模型，并对比分析了不同滤波策略下电动汽车充电桩的谐波抑制效果，根据仿真结果可以看出所提出的谐波抑制方法合理高效，既确保了电网参数的正弦特性，又保证了高功率因数。

1 电动汽车充电桩结构模型

目前电动汽车充电桩主要是由整流器与DC/DC（直流/直流）功率变换器组成。三相电流经整流器整流以及滤波电路后，形成初步稳定的直流电压，再经过DC/DC变换器以及输出滤波电路输出所需直流为电动汽车蓄电池充电[14]。其中三相不可控整流充电桩拓扑结构如图1所示。

图1 三相不可控整流充电桩拓扑结构

为了提高仿真效率，在研究谐波抑制方法时将高频DC/DC变换器进行等效[15]，等效电路如图2所示。等效原理为：由于电网中交流电频率为50 Hz，即工频周期为0.02 s，相对于电动汽车蓄电池的充电时间（一般为几个小时）来说是很短的，可以认为在几个工频周期之内输出电压与输出电流为恒定值，即功率变换器恒功率运行，所以在工频周期内可以使用非线性电阻来等效功率变换器的输出阻抗。等效电阻Rc的大小为：

式中：η为充电效率，大小在90%以上；UB为DC/DC功率变换器输入侧两端电压；P1为高频变换器的输入功率；Po为其输出功率。

图2 三相不可控整流充电桩等效模型

等效电阻Rc会随着充电时间的增加而变化，一般变化规律如图3所示。

2 改进型谐波抑制方法

2.1 无源滤波器

图3 等效电阻变化曲线

无源滤波器在谐波治理与无功补偿方面应用广泛，是目前最为成熟的一种谐波抑制技术，其电路具有结构简单、成本低、运行稳定等特点。主要原理是通过将电阻、电感与电容串并联构成谐振电路，使得对特定频率的谐波具有很小的阻抗，就能够将这些谐波滤除。主要分为单调谐滤波器、双调谐滤波器与高通滤波器3种。在实际中应用较多的是双调谐滤波器，这是因为它可以同时吸收2个不同阶次的谐波，并且含有并联谐振电路，所需容量小，经济性高。根据三相不可控整流充电桩的谐波特性，其无源滤波器由5次、7次双调谐滤波器与11次、13次双调谐滤波器组成。

2.2 基波单调谐电路

基波单调谐电路实质上就是通过电容与电感串并联构成谐振电路，不同的谐振电路谐振点频率不同，其中应用较多且较为简单的是LC谐振电路，如图4所示。在LC谐振电路中，只有一个谐振点且仅与电路参数L和C有关。LC谐振电路阻抗与频率的关系如图5所示，从图中可以看出，在谐振点ω0谐振电路阻抗最小。所以，可以通过调节L和C参数使得谐振点工作在电网工频频率50 Hz上，这就能够使谐振电路对于50 Hz频率的电流呈现低阻抗，而对于其他阶次的电流呈现高阻抗。

图4 LC谐振电路

图5 LC谐振阻抗变化曲线

2.3 改进型基波磁通补偿电路

基波磁通补偿原理是将一个线圈绕组串联于主电路之中（电源和谐波源之间），同时通过铁心将第二个线圈绕组与第一个线圈绕组连接起来构成磁路，在二次绕组侧注入不含谐波的基波电流，如图6所示。

图6 串联线圈电路

一次侧绕组与二次侧绕组匝数分别为T1和T2，即变比为k=T1/T2。根据图6，可以列出电压方程如下：

式中：r1为一次绕组电阻；L11为一次绕组自感；M为一、二次绕组之间的互感；r2为二次绕组电阻；L22为二次绕组自感。

可进一步将公式变化成：

式中：L11-kM=Lleak1为一次绕组漏感Lleak2为二次绕组漏感。

成立时，其一次绕组基波阻抗只含有漏感阻抗，可以表示为：

对于n次谐波来说，由于二次绕组侧仅仅注入基波电流，即I2中不含有任何阶次的谐波，也为=0。 因此， 有公式：

也就是说，从一次绕组侧看，其等效阻抗为：

其中绝大部分为励磁阻抗。

因此只要在二次绕组侧注入基波电流使得式（4）成立，就会使得基波主磁通为零，这时从一次绕组侧看，一次绕组对基波的阻抗会变得很低， 而对各次谐波来说， 就会呈现高阻抗由于漏阻抗远远小于励磁阻抗，所以在主电路中，基波电流面对的是低阻抗，而谐波电流面对的是高阻抗，也就是说基波磁通补偿原理是提高了线路对于谐波电流的阻抗迫使其流入无源滤波器。

而为了使其滤波效果更为显著，在原先的基础之上提出了改进，将原先一次侧绕组的数量从1个变为2个，并将其串联，二次绕组侧保持不变，一次绕组总匝数与二次绕组侧匝数比值k保持不变，如图7所示。

图7 改进后串联线圈电路

则可以列出以下方程：

式中：r1为改进后一次侧总电阻；为改进后一次侧1号绕组自感；为改进后2号绕组的自感；M12为一次侧绕组之间的互感；M13，M23分别为二次绕组对一次绕组的互感，为方便讨论可近似认为M13+M23≈M。

进一步可变化为：

对比公式（7）与公式（10），由于一次侧两串联绕组之间存在互感现象，使得谐波阻抗相较于改进之前增加了，即在原有基础上一次绕组侧抑制谐波的能力增强了。

在设计基波磁通补偿电路时，需要选择合适的电感磁芯，目前在选择磁芯时使用较多的是AP法，其计算公式为：

式中：Ae为所需磁芯面积；Aw为所需磁芯窗口面积；Lm为励磁电感；imax为最大工作电流；I1为一次侧电流；Bm为最大磁通密度；k0为窗口面积利用率；J为电流密度值。

在进行设计时，磁芯的大小与线圈匝数会直接影响影响装置体积的大小。在保持磁通密度一定的情况下，增加磁芯截面积，会使得磁通增加，这也将使得线圈匝数减少，反之就会得相反的结果。所以在应用中需要结合实际应用环境进行选择，从而计算出合适的装置体积。

同时在改进之后，一次绕组侧的总电感由于互感的存在相较之前增加了。因为在电力系统中，无功功率可以分为感性无功与容性无功，当线路中多为感性无功时，电流波形会滞后电压波形一定相位；而当线路中多为容性无功时，电流波形会超前电压波形一定相位。当一次绕组侧总感增大时，线路中的感性无功会增多。与此相对的是，在无源滤波器中起主要作用的是电容器件，也就是说其所提供的为容性无功。那么对比改进之前的电路，改进后的无源滤波器所能提供的无功功率容量得到了提高（在满足高功率因数条件下），增加无源滤波器的容量就可以进一步提高谐波抑制效果。

3 仿真验证

3.1 选取仿真参数

根据基波单调谐原理，在二次绕组侧串联一个LC谐振电路，由于电容C的容量会影响装置的经济性，所以电容C的取值不宜过大。因此，基波单调谐电路参数取值为L=0.2 H，C=51 μF。考虑基波磁通补偿电路，将一次绕组串联在主电路之中，而在二次绕组侧线路之中串联一个基波单调谐电路，设置一次绕组与二次绕组线圈匝数比k=1。

整个仿真电路由10 kV三相电源供电，经10/0.38 kV变压器降压，给电动汽车充电桩供电。而整个谐波抑制装置，包括无源滤波器以及基波磁通补偿电路，都装设在高压侧，即10 kV一侧，整个电路的结构如图8所示。

图8 电动汽车充电电路拓扑结构

3.2 三相不可控整流充电桩谐波抑制分析

根据三相不可控整流充电桩所产生的谐波特性，配备的无源滤波器为一组5次、7次双调谐滤波器以及11次、13次双调谐滤波器。在实际应用中，无源滤波器容量越大，对谐波的补偿效果就越好，但是容量过大时会产生过补偿问题，所以在使用时要控制好无源滤波器的补偿容量。由于改进后电路参数发生变化，在不发生过补偿的前提下，可进一步增加无源滤波器的可调节裕度。通过选择合适的无源滤波器参数，可以使得改进后的基波磁通补偿电路发挥出更好的谐波抑制效果。改进前、后无源滤波器的参数如表1、表2所示。

表1 改进前三相不可控整流无源滤波器参数

在确定仿真参数之后，为验证本文所提出的基于基波磁通补偿的改进型谐波抑制方法的有效性，对单台电动汽车充电桩进行谐波抑制仿真。利用FFT（快速傅氏变换）谐波分析工具对比分析无滤波策略、传统基波磁通补偿策略以及改进后基波磁通补偿策略下的电流波形、谐波含量与功率因数，电流波形如图9所示，电流谐波含量与功率因数如表3所示。

表2 改进后三相不可控整流无源滤波器参数

图9 3种情况下三相不可控整流电流波形

表3 3种情况下三相不可控整流电流畸变率及功率因数

由仿真结果可看出，在不采用任何谐波抑制方法时，电流波形失真严重，谐波含量为36.05%；将传统基波磁通补偿电路与无源滤波器相结合之后，可以看到电流波形明显正弦化，且谐波含量降为3.75%；采用本文提出的改进型基波磁通补偿策略抑制谐波时，波形正弦化更加明显，更为重要的是谐波含量只有0.48%，效果十分明显，同时保证了高功率因数。

4 结语

由于电动汽车具有节能、环保等优点，人们逐渐关注并使用电动汽车。但是电动汽车充电桩工作时会对电力系统产生谐波污染，因此需要对其进行谐波抑制。本文对传统的基波磁通补偿电路进行改进，在一次绕组侧采用两个线圈绕组，取代传统的单线圈绕组，在二次侧采用基波单调谐电路，并且考虑三相不可控整流充电桩的谐波特点，通过与无源滤波器相结合进行谐波抑制。通过搭建三相不可控整流充电桩模型，并且进行理论分析与仿真实验，可以得出本文所提出的滤波策略相比原有的滤波策略滤除电网中的电流谐波效果更加明显，同时保证了高功率因数。此种改进方法原理简单，所需器件较少，可以在原有电网线路的基础上使用，并且能够为将来电动汽车充电站的谐波抑制提供理论参考。