基于功率预测的光伏微逆变器低频电流纹波抑制策略

阚加荣, 潘晓明， 王 锐, 吴云亚, 吴冬春, 刘丹丹

(1. 盐城工学院电气工程学院, 江苏省盐城市 224051; 2. 国网苏州供电公司， 江苏省苏州市 215004)

0 引言

环境污染和化石能源的逐渐枯竭要求采用无污染、低成本的可再生能源。目前,全球各国政府相继出台关于可再生能源发展的各项政策[1-2]。

光伏微逆变器(photovoltaic micro-inverter,PM)直接作为电池板与电网的接口装置集成在电池板背面,其安装方便,可热插拔,冗余性能好,受到广泛研究[3-5]。

PM的常用拓扑是小功率电路,如以反激[6]或正激[7-8]电路为基础构建形成,随着单块光伏电池功率的逐渐增加,一般采用交错并联变换器实现扩容[9]。光电转换效率的提升使得单块光伏电池的功率越来越大,可以预见,今后的单块电池功率将持续增加,而单个正激、反激型电路仅在合适的功率范围内才能高效变换,在光伏电池输出功率持续增加的背景下,需要多台正激或反激电路交错并联,这大大增加了电路的复杂性和成本。因此,出现了以桥式电路为基础的PM[10-11],一般采用变压器原边全桥+副边周波变换器的结构[11],但这类拓扑会引起开关管电流应力较高。

光伏交流模块是将PM和单块光伏电池进行集成,PM的寿命与光伏电池寿命匹配是一项基本要求,PM的功率解耦通常由电解电容实现,而电解电容正是制约PM寿命的关键,采用容值较小、寿命更长的薄膜电容代替电解电容是常用的方法。由于电网侧的功率瞬时波动会反向传导至输入侧,这就需要在PM中增加抑制输入侧低频电流纹波(low-frequency current ripple, LFCR)抑制策略[12],将光伏电池输出功率与电网侧功率的差异通过第三方的储能元件进行缓存,从而保证光伏电池侧输出功率恒定。

LFCR抑制实现的方法可以分为控制策略的改善[13-15]和改变硬件电路[16-18]两种方法。文献[13-14]在Buck类DC/DC+DC/AC两级式电路结构的基础上,对前级DC/DC变换器滤波电感电流环进行控制,但该方法仍需要较大的电解电容才能抑制直流输入侧LFCR,并且需要较复杂的谐振控制器才能实现较好的控制效果;文献[15]电路结构为移相双半桥DC/DC变换器+单相桥式逆变器,该方法可去除DC/DC变换器输出侧滤波的电解电容,但该方法对控制器的设计要求较高。文献[16-17]通过在输入直流侧或DC/DC变换器输出直流侧增加有源滤波器,但增加的开关器件和LC谐振网络降低了系统效率;文献[18]不增加开关器件,在DC/DC变换器的高频变压器原边绕组上增加了一个抽头,用于连接LC谐振网络,这就使得变压器前级的逆变器既要控制向电网输送能量,又要关注于缓冲电路的储能大小,系统很难做到优化设计,最终导致电网侧的功率因数偏低,整体效率偏低。

电流预测控制被广泛用于数字芯片控制的双有源桥变换器中[19],该方法可有效增加变换器电流环的带宽以及增强电流对基准值的跟踪能力。直接采用该方法来抑制直流侧电流纹波的效果较差,因为预测电流与PM输入侧电流之间还存在一定的非线性关系。本文根据PM的特点合理选择拓扑,通过精确的数学模型构建功率预测算法,从而消除光伏电池输出电流中的LFCR,实验样机验证了所提控制策略的优良性能。

1 桥式微逆变器主电路的选取

本文选取图1所示的桥式变换器作为PM的前级,正弦脉宽调制(SPWM)的全桥电路作为PM的后级,所选电路具有以下特征。

1)桥式电路相对于反激、正激变换器更容易在较大功率情况下实现高效率,这符合于目前单块光伏电池功率的发展趋势。

2)前级DC/DC变换器所有器件均有较大电容钳位,无电压尖峰。

3)采用移相控制的全桥电路没有回馈功率[20],器件的电流应力较小。

4)由于PM相对较小的功率,将电感电流设计在断续模式,在开关管上并联一小电容可实现所有开关器件的零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS),整流二极管实现ZCS。

5)倍压整流电路可以缓解变压器变比过大造成的寄生参数问题。

6)相对于谐振变换器,单电感可简化设计,优化电路的工作状态。

由于前级变换器与变压器相串联的是一个电感,实现功能类似于谐振变换器中的谐振单元,因此定义前级变换器为类谐振变换器。

图1 桥式PM主电路Fig.1 Main circuit of PM based full-bridge topology

图1所示的桥式PM主电路中,S1至S4构成的全桥逆变器采用移相控制,S5至S8构成的全桥逆变器采用单极性倍频SPWM策略控制。设计电感L的电流iL工作于电流断续模式(discontinuous current mode,DCM),一个开关周期内前级DC/DC变换器的主要波形如图2所示。要保证DCM,依据是最大输出功率下保证电流iL工作在临界连续状态并留有一定裕量,具体可参考文献[12]。图中,uS1至uS4为S1至S4的驱动信号,uAB和uCD分别为变压器前后的高频逆变器与整流器交流侧的电压,irec1与irec2分别为整流电路二极管D1和D2的电流,iPV为PM的输入电流。

图2 前级DC/DC 变换器工作波形Fig.2 Operation waveforms of former DC/DC converter

从图2所示的波形可以看出,一个开关周期内,在开关管结电容足够大的情况下,开关管S1至S4的软开关情况如表1所示,而变压器副边的整流二极管D1和D2的开通与关断都发生在零电流时刻,整流二极管没有反向恢复损耗,因此PM前级DC/DC变换器开关管都可以实现软开关。

表1 S1至S4的软开关情况Table 1 Soft switching status of switches S1 to S4

2 电流预测与功率预测控制策略

2.1 电流预测控制原理

文献[19]分析并改进了应用于移相控制双有源桥(DAB)变换器的电流预测控制方法,该方法可有效提高电流环的带宽,并增强了电流跟踪的动态特性。将该方法经过改进可直接应用到本文所研究的PM前级DC/DC变换器中,对应的电流预测示意图如图3所示。在PM前级DC/DC输入电压UPV、输出电压UDC已知的情况下,根据电感电流iL的斜率可以直接计算得到所需的调制比Dcp,即

(1)

式中:iL,p,ref为缓冲电感电流iL的峰值基准;Ts为开关周期。

电流预测控制的最大特点就是电流能快速跟踪其基准值,而不像传统方法中先将iL整流后再滤波的过程,增加了变换器的动态特性。附录A图A1为电流预测的仿真波形,可以看出,电流iL能在1个开关周期内跟踪上基准值。

图3 电流预测控制示意图Fig.3 Schematic diagram of current predictive control

2.2 功率预测控制原理

虽然电流预测控制具有较快的动态特性,但PM集成在电池板背面,工作环境恶劣,不宜采用容值大而寿命短的电解电容,而需要采用寿命更长但容值更小的薄膜电容。此外,PM必须具备直流侧LFCR抑制的功能,在不增加额外电路的情况下,光伏电池输出功率与电网侧功率的瞬时差值必须由直流母线滤波电容C1和C2进行缓冲,因此电压UDC就存在较大的波动,如果采用式(1)所示的电流预测算法,稳态情况下,即使iL能够得到恒定的峰值电流,PM的输入端电流中仍含有大量的LFCR。

根据图3,一个开关周期中,仅在uAB≠0的情况下,输入侧的功率才能传输到直流母线侧,即在图2所示波形的t0～t1以及t6～t7时间段,则PM输入侧电流iPV的平均值IPV为:

(2)

式中:Dpp为功率预测算法下变换器的调制比。

则在一个开关周期内PM由输入向直流母线输出的平均功率P为:

(3)

根据式(3)得到在传输功率P已知的情况下,对应的调制比大小为:

(4)

因此,根据式(4)得到的调制比就可以使PM的输入侧功率跟踪基准值,如果基准功率恒定,那么直流侧功率恒定,如此就可以解决LFCR抑制的问题。附录A图A2给出了以式(4)为基础的功率预测仿真波形,图中输出功率P的一个台阶代表半个开关周期,因此预测功率控制技术的动态特性极高。

3 新型LFCR抑制策略

两级式PM的前后两级一般分别进行控制,前级DC/DC变换器实现光伏电池的最大功率点跟踪(MPPT)以及输入侧LFCR抑制的相关功能,而后级并网逆变器实现稳定直流母线电压与实现高质量并网。并网逆变器的控制策略如附录A图A3所示。根据直流母线电压低频波动较大的特点,附录A图A3所示的控制策略在直流母线电压反馈信号支路中串入陷波器环节,以滤除2倍的工频纹波,使并网电流的幅值恒定,由于陷波器串联在反馈支路,仅对2倍工频附近较小的频段有一定相位影响,对直流母线电压环的相位裕量没有影响[21]。除此以外,后级逆变器的控制采用传统的电容电流内环、电网电流外环的控制策略[22],这里不再赘述。

本文重点研究的是PM在采用容值较小的薄膜电容后,在直流母线电压出现较大幅度波动的情况下,采用简单的控制策略实现输入侧LFCR抑制。

由MPPT算法得到光伏电池的基准电压,对光伏电池的输出电压进行闭环控制。一般情况下,电压环输出作为内电流环的基准值,因为变换器的电压、电流基本呈线性关系,通过调节电流可以快速调节变换器电压的大小。但是PM的一项重要任务是抑制直流输入侧的LFCR,如果采用类似文献[19]中的电流峰值预测方法,则由于直流母线电压的波动导致电流峰值与其对应的平均值(开关周期内)不是线性关系,不同开关周期之间存在一定的波动,所以光伏电池输出电流中就含有LFCR。

根据第2节所提的功率预测技术以及PM的实际情况,提出PM前级DC/DC变换器的控制策略,如图4所示。其中,光伏电池电压闭环调节器的输出作为前级变换器的功率基准值P*,并根据式(4)所确定的值作为前级变换器的调制比,可以保证变换器处理功率快速地跟踪P*。若光伏电池处理功率完全跟踪其基准值P*,则在P*恒定状态下,光伏电池输出功率恒定,一方面保证了电池板最大功率输出,另一方面也保证了电池板输出电流中不含LFCR。

图4 前级DC/DC变换器控制策略Fig.4 Control strategy for former DC/DC converter

4 功率预测控制的稳定性与鲁棒性

在功率预测控制方法中,由于采用计算得到的调制比,受电路中各种非线性因素的影响(如电感值的检测精度、线路阻抗等),得到的调制比控制变换器后输出的实际输出功率P与电压调节器输出的基准功率P*可能存在差异,下面就分析这种差异对变换器控制精度的影响。

(5)

则在该调制比下,根据式(3)得到前级变换器的实际输出功率为:

(6)

式(6)仅仅考虑了电感的估计值与实际值差异对变换器产生的影响,其他如变压器的变比、光伏电池电压以及直流母线电压实际值与检测值之间的误差,也会使P与P*产生误差,分别考虑以上各因素,则

(7)

(8)

(9)

图5为功率预测控制下的LFCR抑制原理图,由于LFCR是2倍工频,因此图中仅显示了半个工频周期的示意波形。受光伏电池侧功率P与电网侧功率PG瞬时差值的影响,直流母线电压UDC产生了较大的电压波动,PM输入侧电流iPV每次上升的时间对应为0.5DTs。根据式(4),较大的UDC得到较大的调制比,此时Dpp对应图5中的Dx,同时iPV上升的斜率减小;与之相反,较小的UDC得到较小调制比,此时Dpp对应图5中的Dy,同时iPV上升的斜率变大。式(4)控制的最终目标是调节变换器的调制比,实现输出功率P对其基准值P*的跟踪,如果P*恒定,则输出P恒定,由于光伏电池电压闭环保证了UPV恒定,因此,输入侧电流iPV中不含LFCR。

图5 LFCR抑制原理Fig.5 Principle of LFCR reduction

5 电压调节器的设计

文献[13]建立了电压、电流双环控制策略,合理设计电压环、电流环的带宽以及在特定频率处的增益可有效抑制LFCR,但是其电压环的带宽极小,导致系统动态特性慢。而本文所提策略改变了纹波抑制的基本原理,使得电压环的带宽得到了较大幅度的提升。具体设计过程如下。

光伏电池及其滤波电容的等效电路如附录A图A4所示[23],其中Impp和Rmpp分别为光伏电池最大输出功率对应电流及对应输出阻抗。

对电容Cin列写一个开关周期内的平均值方程:

(10)

对上式加入扰动量并消去直流分量与高阶分量,可得:

(11)

对式(11)进行拉氏变换,可得:

(12)

因此,可得:

(13)

图4所示控制策略对应控制框图如图6所示。

图6 前级DC/DC变换器控制框图Fig.6 Block diagram of control strategy of former DC/DC converter

图6中,GCV(s)为光伏电池输出电压调节器,根据式(4)的功率预测控制算法,在实际运行时,利用已知的参数进行求解,因此可以等效为一比例环节K,Hr(s)为反馈滤波器的传递函数,是一个截止频率为开关频率1/3的一阶低通滤波器,表达式为:

(14)

补偿后,系统的开环增益传递函数为:

Tv(s)=KGCV(s)Hr(s)Gupv,d(s)

(15)

根据第6节所给的实验样机参数,得到控制系统在350 W情况下补偿前与补偿后增益的波特图,如图7所示。电压环调节器设计为:

(16)

由设计的电压环调节器,变换器的电压环带宽为35 Hz,稳定裕量为75°。由于稳态情况下,2倍工频纹波电流主要靠功率预测算法抑制,因此电压环的反馈量UPV,f中基本不含有LFCR,图7中Tv(s)在100 Hz处的增益-8 dB已足够保证功率基准P*中不含LFCR。

图7 控制系统补偿前后的开环波特图Fig.7 Open-loop bode diagram of control system before and after compensation

6 实验验证

附录A图A6给出了在300 W输出功率、稳态情况下,PM前级DC/DC在开关周期内的工作波形。附录A图A6(a)给出了滞后开关管S4的驱动电压uGS4、漏源电压uDS4、逆变器1交流侧电压uAB以及缓冲电感电流iL的波形,可以看出S4的开通与关断均发生在iL=0的时刻,而S4承担电流iL的正半周期内的电流,因此S4实现ZCS开通与ZCS关断。另一滞后开关管S2的开关特性与S4类似,同样实现ZCS开通与ZCS关断。附录A图A6(b)给出了超前开关管S1的驱动电压uGS1、漏源电压uDS1、逆变器1交流侧电压uAB以及缓冲电感电流iL的波形,附录A图A6(c)和(d)分别为S1在开通时刻与关断时刻的局部放大图。可以看出,在S1的开通前,其漏源电压uDS1已经下降至零,因此为ZVS开通;在S1的驱动电压为低电平后,其端电压上升用时0.3 μs,这一时间足以保证S1的关断,因此实现了ZVS关断,另一超前开关管S3也具有相同的开关特性。

一般而言,为实现器件ZVS开关,一般需要在开关两端并联一个容值较大的电容降低漏源电压上升速率,但逆变器1中的滞后开关管S2和S4却是ZCS开关,因为ZCS开关管在开通时,结电容中存储的能量直接通过开关管消耗掉,造成一定的功率损耗。为克服上述问题,本文在超前开关管S1和S3两端并联一外部电容以降低开关管端电压上升速率,而对滞后开关管S2和S4不并联电容,如此在滞后开关开通时刻仅消耗结电容存储的能量。由于开关结电容非常小,这对效率造成的降低非常有限。

附录A图A6(e)为整流管D1的端电压uD1、变压器副边电压uCD、电压uAB、电流iL的波形,可以看出整流二极管的开通、关断发生在电流iL=0时刻,消除了二极管的反向恢复损耗。在电流iL保持为零的阶段,存在一个谐振过程,由于谐振电流非常小,基本不存在损耗。

图8给出了未加纹波抑制策略与采用功率预测纹波抑制策略波形的比较。由于输出滤波电容C1和C2串联后的等效电容仅为50 μF,在承受一定的功率时由于输入、输出功率之间的差异,直流电压UDC会存在一定程度的波动。图8所示为输出功率为300 W时,UDC存在约±40 V的波动。如此小的直流滤波电容完全可以由薄膜电容实现,从而消除电解电容寿命对PM寿命的影响。

图8 使用和未使用输入电流纹波抑制波形对比Fig.8 Waveform comparison with and without input current ripple reduction

图8(a)为未加LFCR抑制策略的波形,包含电网电流iG、DC/DC变换器输出电压UDC以及输入侧电流iPV在开关周期内的均值IPV,其中电流IPV为信号iPV经过截止频率为5 kHz的二阶低通滤波器以后得到的波形。前级DC/DC变换器的调制比直接由MPPT算法得到,由于电压UDC存在较大波动,因此在逆变器输入电流的平均值IPV中含有较多的100 Hz纹波。图8(b)为采用了本文所提LFCR抑制策略后PM的波形,包括iG,UDC,IPV以及DC/DC变换器的调制比D。可以看出,调制比D基本呈现与电压UDC相同形状的波动:在UDC较小时,由于iL的上升速率较快,因此调制比较小;反之,在UDC较大时,由于iL的上升速率较小,因此调节调制比较大,以保证输入侧电流iPV的均值保持恒定。

附录A图A7为在光伏电池输出功率突加与突减时电压UDC与电流均值IPV的波形。附录A图A7(a)为光伏电池输出功率从150 W跳变到300 W的调节过程,附录A图A7(b)为光伏电池输出功率从300 W跳变到150 W的调节过程。由于逆变器2的电流基准值是由直流电压UDC闭环调节器得到,该电压环的带宽较低,其动态特性较慢,但整个调节过程比较平缓,无超调发生。

图9为PM前级DC/DC变换器、后级逆变器以及PM的整体效率曲线。本文重点分析的前级DC/DC变换器最高效率达95.8%,说明变换器具有良好的效率特性。

图9 微逆变器效率曲线Fig.9 Efficiency curves of micro-inverter

7 结语

本文提出一种桥式PM,分析了该PM的工作原理,建立了数学模型,提出了基于功率预测的LFCR抑制策略。分析了LFCR抑制原理,对关键的参数进行了设计,其具有较强的稳定性与鲁棒性。逆变器前级类谐振变换器工作在DCM,可以保证超前开关管实现ZVS开关,滞后开关管实现ZCS开关;功率预测控制技术降低了PM传感器的数量,增强了变换器的动态特性,有效抑制了PM直流侧电流中的LFCR。但功率预测算法在一定程度上依赖于相关参数检测的准确性,在下一步的工作中将改进方法以降低或消除参数检测的依赖性。

本文得到了江苏省第五期“333工程”项目、江苏省“六大人才”高峰项目(XNY-045)和苏州供电公司群众性技术创新项目的资助,在此表示感谢!

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。