一种高效多级信道化数字接收机的设计与实现

聂慧锋,翟羽佳

(中国船舶重工集团公司第七二三研究所，江苏 扬州 225001)

0 引 言

现代电子战中，电子侦察接收机主要用来侦收雷达信号并对其进行分析，形成脉冲描述字(PDW)，以备快速了解战场电磁环境。电子侦察接收机是电子侦察系统中的重要组成部分。随着高速ADC的出现和数字信号处理速度的提高，数字信道化接收机得到了很快的发展。数字信道化接收机要求具有输入带宽宽、灵敏度高、动态范围大、多信号并行处理和良好的频率分辨率，可实现监视带宽内信号的全概率截获。Tsui James B[1]在1986年就比较详细地阐述了信道化接收机的结构特点和性能优势。Daniel R Zahirniak[2]针对数字信道化资源消耗大的特点提出一种高效硬件实现结构，同时利用能量检测和IFM的联合判断增加信号检测的可信度。

数字信道化是一种非常有效的频谱检测方法。信道化接收方法的基本原理是将侦收到的监视带宽内信号通过信道化处理，进行频带划分，将信号分解成若干个不同的子频段，再对各个信道分别进行处理。文献[3]中研究了基于多相滤波的信道化算法，解决处理同时到达的多个信号和系统带宽较宽的问题。文献[4]通过无盲区的均匀信道划分研究了一种基于两级数字信道化的高效宽带数字信道化接收机结构。

随着战场电磁环境越来越复杂，对于带宽较宽的信号的侦察，采用数字信道化接收方法进行处理。当信道频率分辨率要求较高时，若只对子信道进行一次划分，数字信道化的子信道数将会非常多，即使采用多相滤波器组的高效结构，高效结构中的IFFT模块的点数将很大，实现时将要消耗大量的FPGA资源。为了解决以上问题，本文提出了一种多级数字信道化的实现方法。首先将侦收到监视带宽内的信号进行一次信道划分，再分别对各子信道进行信道检测，将有信号输出的信道进行二次信道划分以提高频率分辨率，若二次划分后的频率分辨率不能满足要求可继续进行信道划分，直到满足频率分辨率要求。仿真分析说明了该方法的有效性。该方法有效解决了要求频率高分辨率且大带宽信号的谱分析大运算量之间的矛盾。

1 信道化模型

1.1 数字信道化接收机基本原理

1.2 数字信道化接收机高效结构

图1给出了数字信道化的基本结构，按照带通滤波器组的实现方法来实现信道化接收效率非常低，且需要消耗大量的计算资源，所以需要寻找一种高效的实现方法，文献[6]中推导了基于DFT多相滤波器组的信道化高效结构，由图1可得第K个信道的输出为

yk(m)=[x(n)e-jwkn]*hlp(n)|n=md

(1)

=[xp(m)(-1)m]*gp(m)

(2)

(3)

由式(2)、(3)可得到临界抽样条件下奇型排列信道化接收机高效结构如图3所示。

1.3 高效多级数字信道化接收机结构

信道化接收机的高效结构在电子战领域有着非常广泛的应用。随着未来微电子技术的发展，数字接收机必定向着侦收带宽宽、灵敏度高、频率分辨率高和稳定性好的方向发展。为了适应未来接收机的发展，单级结构的数字信道化接收机可能不能满足性能要求，或存在运算量大的缺陷。本文提出了一种多级结构的信道化模型。一级信道化完成后进行信道检测和参数估计，将有信号输出信道的信号送入二级信道化进行二次信道划分。若二级信道化不能满足频率分辨率的要求，可以继续进行信道划分，直到满足频率分辨率的要求。图4是两级高效数字信道化结构。在进行二级信道化时也可以对一级信道化输出的不同信道划分不同数量的信道数，实现监视带宽内的非均匀信道的信道化处理。

2 多级信道化处理的优缺点

现代电子战争中，信号密级度高，信号载频、带宽和脉内调整类型多变，对接收机提出了具有宽频率覆盖且分辨率高、动态范围大、灵敏度高等要求。多级信道化处理较单级信道化处理有着明显的优势，尤其是在侦察带宽较宽、频率分辨率要求高的情况下其优点更为凸显。

2.1 节约计算资源

当接收机监视带宽较宽时，采用一级信道化接收的方法。信道划分时信道个数较多。多相滤波器组的原型滤波器的通带带宽窄，实现时滤波器的阶数较高。高效结构中IFFT模块的点数多，算法复杂度高，计算资源消耗大。采用多级信道化接收方法可以先对输入信号进行一次信道较宽的划分，对一级信道化后输出信号进行信道检测，将有信号的信道的信号输入下一级信道化处理。下面分别以输入信号带宽为1、2和4 GHz，采样率分别为2.36、4.72、9.44 GHz，频率分辨率为9.21875 MHz为例分析单级信道化结构和两级信道化结构的性能。分析数据见表1、表2所示。

从表1、表2可以看出，采用两级信道化结构大大降低了IFFT模块的设计难度。用两个低点数的IFFT即可实现相同频率分辨率信道化处理。原型滤波器的阶数也大大降低。采用两级信道化处理所消耗的乘法器个数比单级信道化处理要少得多，节约了计算资源。

表1 一级信道化资源消耗情况

表2 两级信道化资源消耗情况

2.2 实现非均匀信道划分

信道化滤波是宽带数字接收机的关键技术。基于均匀信道化滤波的技术已经在电子侦察领域得到了充分的应用。但是，随着电子战电磁环境变得越来越复杂，雷达信号越来越密集，高效非均匀信道化滤波器技术显得更为迫切。

传统的数字下变频(DDC)法可以实现非均匀信道化[7]。但是，由于各子信道滤波器需要独立设计，当子信道数较大时，不仅要消耗巨大的硬件资源，程序复杂度也变高[8]。采用多级信道化结构，将使非均匀信道化滤波变得简单。对一级信道化输出信号进行二次信道划分时，可以根据指标要求，在信号密集度高的频段划分子信道个数多，信号密级度低的频段划分信道数少，通过信道检测来判断下一级信道化的输入。

2.3 多级信道化的缺点

根据信道化的基本原理可知，当输入信号为实信号时信道化的信噪比增益可表示为

(1)

式中K为信道数。当信道的频率分辨率相同时，采用多级信道化进行处理。信道划分时，第一级信道化的信道数比单级信道化处理时的信道数要少，所以信噪比增益将降低，损失接收机的灵敏度。

3 仿真分析

本部分通过仿真分析，对本文提出的多级信道化方法进行验证。选择两级信道化进行仿真，两级信道化为串联的关系，一级信道化输入为实信号。由于实信号的频谱是对称的，所以信道输出一半是独立的，二级信道的输入是一级信道的输出。输入信号为复信号，所有输出信道都是独立的。仿真参数见表3所示。

表3 仿真参数设置

3.1 两级信道化原型滤波器的设计

本文采用线性相位FIR型低通滤波器。一级信道化输入信号的采样率为2.36 GHz，采用448阶的原型滤波器生成包括64个滤波器的滤波器组。一级信道化原型滤波器的设计参数如下：Fp=18.4375 MHz，Fs=36.875 MHz，δp=0.01 dB，δs=60 dB,其幅度频率曲线如图5所示。二级信道化输入带宽为73.75 MHz，采用64阶的原型滤波器生成包括8个滤波器的滤波器组。二级信道化原型滤波器的设计参数如下：Fp=4.609375 MHz，Fs=9.21875 MHz，δp=0.01 dB，δs=60 dB, 其幅度频率曲线如图6所示。

3.2 两级信道化仿真功能分析

选择两级信道化结构进行功能仿真分析。信道化在FPGA中算法实现时主要包括抽取、多相滤波和IFFT模块。抽取是按照信道划分方式对采样数据进行重排。多相滤波是对划分的子信道进行滤波处理。IFFT模块对K个子信道中同一时刻的K个采样数据进行IFFT运算。

仿真时选取1 692 MHz单点频信号作为输入信号。 该信号偏离中心频率78 MHz。为了克服相邻信道过渡带形成的盲区，本文采用50%交叠的滤波器结构，由一级信道的划分可知，信号将位于信道19中。一级信道化后信号输出的频谱图如图7所示。图中列举了17～32信道的频谱输出。

二级信道化的输入为复数，同样采用50%交叠的滤波器结构。二级信道化输出的1～8信道的中心频率相对于一级信道的中心频率分别为0、-9.21875、-18.4375、-27.65625、-36.875、27.65625、18.4375、9.21875 MHz。为了方便观察，按照中心频率依次加大，将第5～1信道、第8～6信道分别映射为第1～8信道。一级信道输出的子带宽为36.875 MHz，二级信道输出的子带宽为9.21875 MHz，可知信号将位于二级信道的第4信道输出，偏离二级信道化第4信道0.35 MHz。图8给出了二级信道化信号输出的频谱仿真图。

4 结束语

本文阐述了一种多级信道化接收的高效结构实现方法。该方法能够适应不同带宽信号的输入，并能提供多种频率分辨率，更有利于对信号密集度高的信号进行分析，尤其是在侦收信号带宽较宽的情况下能够减小设计难度，降低算法复杂度。本文以两级信道化结构为例，通过仿真验证了该方法的有效性，在应用中更易于实现。