LTE中存在同信道干扰情况下的空频分组码和最大比接收机组合的性能比较*

陈 青

（南京邮电大学 通信与信息工程学院，江苏 南京 210003）

0 引 言

为了满足无线通信系统中指数级增长的业务，开发了LTE网络技术。该技术通过引进先进技术如多输入多输出技术（MIMO）[1]和正交频分多址技术（OFDMA）[2]等，来有效利用分配的资源。同时，系统容量和蜂窝覆盖区域可以利用先进技术（如重用可用频谱）得到明显改善。通过采用上述先进技术，LTE中的数据吞吐量有所增加。因此，LTE网络支持语音和数据业务的分组交换数据业务，还提供了1.4 MHz ～ 20 MHz的可用频谱。

在LTE标准中，MIMO和OFDMA是用于实现所需数据速率、吞吐量和可靠性的有效技术。通过部署MIMO，可以在无线通信中实现空间分集。另外，LTE中的OFDMA系统通过建立信号之间的正交性，简化了多载波传输系统。由于可用频谱的重用，增加了系统容量。但是，由于蜂窝外传输造成的干扰导致蜂窝边缘用户性能下降。因此，研究了干扰对两种重要方案绩效的影响。空间频率块码（SFBC）和最大比率接收机组合（MRRC）用于各种标准化信道的标准复合系统。蜂窝移动通信系统中的干扰大致可以分为两大类：小区内干扰和小区间干扰（ICI），如图1所示。当不同的用户设备（UE）处于相同eNodeB的覆盖范围时，内部干扰出现，而ICI是由于从不同eNodeB到UE的信号传输造成的。ICI对小区边缘用户更突出[3]。LTE中的小区间干扰可以通过子载波间OFDMA的正交性来缓解，然而ICI限制了LTE网络的吞吐量和频谱效率，特别是对小区边缘用户[4]。因此，缓解ICI是改善系统性能的重要研究领域。当前，已有许多关于LTE网络性能分析的论文，但是在存在共信道干扰（CCI）情况下的性能分析和比较仍然有限。

图1 小区间和小区内干扰

本文评估在LTE网络中存在CCI时，分集方案（包括发射和接收机）的性能。根据第三代移动通信合作计划（3GPP）标准，通过考虑下行链路中的两层传输的数据进行建模[5]，并在调制的数据流上发送分集。传输通过两种不同的LTE信道模型实现，即EVA信道模型[5]和ETU信道模型[5]，且采用不同的多普勒频率，如5 Hz和70 Hz。假设干扰源存在于相同的频率范围内，并通过绘制平均误码率（BER）来分析其对接收机解码数据的影响。SFBC的性能与MRRC相比，是一种流行的接收机分集方案[6]。

本文的其余部分组织为：第1节描述系统模型；第2节给出LTE信道模型的概述；第3部分介绍系统的设计规范；第4节给出SFBC和MRRC的性能分析；最后，得到结论。

1 系统模型

SFBC[7]是频率选择性衰落信道上的无线通信系统的发射分集技术。它基于Alamouti编码[6]，编码发生在频域，如图2所示。在SFBC编码中，通过具有相位修改的两个不同的副载波频率来发送相同的数据集，以在符号间建立不相关。表1列出了SFBC编码方案。

图2 空频分组编码

表1 空频分组编码

在这个系统模型中，使用正交频分复用（OFDM）[8]。OFDMA的基本优点是其相对于相邻载波的正交性，能够通过多个载波进行传输而不会造成干扰。然而，由于信道时延扩展较大，子载波之间的正交性可能会丢失，从而导致高干扰[7]。OFDMA在发射机处使用逆快速傅里叶变换（IFFT）模块，其中数学IFFT给定：

其中X(K)表示第k个副载波上的调制信号，k表示副载波索引，n表示IFFT的大小，且x(n)是第n个时刻要通过信道传输的OFDM样本。A(K)是输入调制数据矢量，这里使用正交幅度调制（QAM）。SFBC编码在调制后应用，如表1所示，且所得到的编码数据矢量以表格形式出现：

其中(·)*表示(·)和A1(K)的复共轭，A2(K)是IFFT之前的数据矢量在转换为OFDM符号之分别通过天线1和2发射。关于A1,e(K)、A1,o(K)、A2,e(K)和A2,o(K)分别是A1(K)和A2(K)的偶数据矢量和奇数据矢量。

其中：

A1,e(K)和A2,e(K)构成整个数据流IFFT之后的数据作为OFDM符号传输，其中每个OFDM符号附加有3GPP标准中定义的循环前缀（CP），以避免符号间干扰（ISI）。选择CP长度使其大于信道延迟扩展，以避免ISI。接收到的数据向量在快速傅立叶变换（FFT）之前给出，为：

其中*表示时域卷积，参数a1(n)和a2(n)分别是A1(K)和A2(K)的IFFT，W(n)是噪声，i(n)是干扰。这种情况下，已经考虑了CCI，特别是小区边缘用户。认为Λ1(K)和Λ2(K)分别是信道响应h1(n)和h2(n)的FFT的对角矩阵。执行FFT后的接收数据矢量由文献[7]给出：

就偶数和奇数分量矢量而言，可以被写为：

其中I(K)和N(K)是噪声和干扰的FFT。

为了数学简化，假设：

假定信道响应在接收器处被估计或已知，则数据向量可以解码为：

假定信道增益在相邻子载波之间是恒定的，如Λ1,e(K)≈Λ1,o(K)和 Λ2,e(K)≈Λ2,o(K)，把式（12）、式（13）代入式（16）、式（17），结果为：

数据通过采用最大似然检测准则[9]进行解码，该准则类似于最优双分支MRRC方案的准则，解码数据表示为：

这里Z1和Z2分别代表干扰和噪声分量。干扰对数据解码的影响取决于干扰信号的强度以及它在所需信号范围内的频率范围以及信道的延迟扩展和多普勒扩展。

2 LTE信道模型概述

全球移动通信系统（GSM）移动无线系统信道[10]的特点是在欧洲以COST-207名义开发的信道模型（RA、TU、BU和HT），其基于GSM的超高频段8～10 MHz信道带宽[11]。它已被扩展用于宽带码分多址（WCDMA）信道的表征[12]。这些信道模型通过其功率延迟剖面来指定室外传播情景，情景在性质上呈指数衰减（群集）[13]。与相应权重相关联的不同离散延迟抽头，用于实现这些功率的延迟分布。

3 设计指标

所考虑的系统按照文献[14]中的3GPP建议执行。在LTE中，传输发生在帧格式中，其中每帧跨越10 ms，且在LTE中有两种基本帧结构：类型1，适用于频分双工（FDD）；类型2，适用于时分双工（TDD）。类型1的帧结构适用于全双工和半双工FDD。在类型1帧中存在10个子帧，且每个子帧具有1 ms的时间段。每个子帧再由2个时隙组成，每个时隙跨越0.5 ms。因此，在帧结构中共有20个时隙。对于下行链路传输，采用10个子帧，并且对上行链路传输相同。上行链路和下行链路传输在频域中分开。这两种类型的帧结构和槽结构可参看文献[14]。每个时隙都容纳有特定数量的OFDM符号，这取决于所选CP的类型。在这些标准中，OFDM符号由“1”表示，且子载波由k表示。循环前缀有两种类型，一种是普通循环前缀，另一种是扩展循环前缀[14]。LTE 支持 1.4 MHz、3 MHz、5 MHz、10 MHz、15 MHz和20 MHz等各种带宽[5]。用户数据通过物理下行链路共享信道（PDSCH）传输[14]。在FDD模式[15]中，系统在1 805～1 880 MHz的下行工作范围内工作在III频段，发射机和接收机之间的频率间隔为95 MHz[15]。频段III包括所有上述定义的带宽。按照国际电信联盟（ITU）关于全球无线电频谱利用的无线电规则，它在印度用于通信。

4 仿真结果与分析

在不同参数和通道条件下，存在CCI情况时，利用MATLAB软件对SFBC和MRRC进行性能分析。在这些仿真中，4-QAM的单个干扰被假定为小区边缘用户在整个20 MHz带宽上干扰所需信号。该系统设计用于携带140个OFDM符号的一个帧结构。假设与天线无关，在EVA信道模型中共生成77个抽头，其中只有9个是有效抽头，而在ETU信道模型中共产生154个抽头，其中仅有9个抽头是有效抽头。

通过仿真，与无干扰环境中的单个天线系统（无分集）进行比较，对分集发射方案SFBC与接收器分集方案MRRC进行性能分析。在无干扰环境下的仿真过程中，信号与干扰的比值（SIR）被视为信噪比（SNR），且在存在CCI的整个仿真过程中，始终保持15 dB的恒定信噪比（SNR）。在所有关于误比特率（BER）的仿真中，都进行了500个样本的实验。随着信道的多普勒扩展增加，OFDM性能恶化，并导致了高误码率[16]。副载波之间的复信道增益的变化会降低发射分集性能。仿真结果根据所考虑配置（2×1）和（2×2）中不同多普勒频率（fD）使用的信道进行分类。

图3～图6显示了通过EVA信道传输的、相对于MRRC（1Tx，2Rx）和MRRC（2Tx，2Rx）的SFBC（2Tx，1Rx）和SFBC（2Tx，2Rx）的BER性能。多普勒频率分别为5 Hz和70 Hz。对于fD=5 Hz，图3中的SIR MRRC（1Tx，2Rx）在SFBC（2 Tx，1 Rx）上的增益为2 dB，但在高SIR时，SFBC具有10-3的恒定BER，MRRC具有接近10-4的恒定BER。在图4中，低SIR下，MRRC相对于SFBC具有3 dB的增益，且在高SIR下，SFBC保持接近10-6的恒定BER，当fD=5 Hz时，MRRC保持接近10-7的恒定BER。图5中，在低SIR下，fD=70 Hz，MRRC（1Tx，2Rx）在SFBC上具有2 dB的增益；对于高 SIR，SFBC（2Tx，1Rx）保持 10-2和 10-3的恒定BER，而MRRC保持在10-3以下的恒定BER。图6中，在低SIR下，MRRC相对于SFBC具有3 dB的增益，且在高SIR下，SFBC保持10-4的恒定BER，MRRC保持接近10-5的恒定BER。增益变化与发射分集信号的功率有关，与特定频率的接收机分集信号的功率有关，也与CCI信号强度有关。在低SIR时，两个分集系统的工作等效；在高SIR区域，MRRC表现比SFBC好。如果SFBC编码符号的功率与MRRC编码符号的功率相同，则SFBC等同于MRRC。虽然这两个系统都考虑了相同的多普勒和时延扩展，但是子载波之间的信道增益变化和CCI信号的强度影响发射分集的性能。

图3 SFD（2Tx，1Rx）和MRRC（1Tx，2Rx）在EVA信道上的fD=5 Hz与CCI在15 dB信噪比下的性能比较

图4 SFD（2Tx，2Rx）和MRRC（2Tx，2Rx）在EVA信道上的fD=5 Hz与CCI在15 dB信噪比下的性能比较

图5 SFD（2Tx，1Rx）和MRRC（1Tx，2Rx）在EVA信道上的fD=70 Hz与CCI在15 dB信噪比下的性能比较

图6 SFD（2Tx，2Rx）和MRRC（2Tx，2Rx）在EVA信道上的fD=70 Hz与CCI在15 dB信噪比下的性能比较

本实验还研究了在ETU信道模型上，相同条件下，在多普勒频率分别为5 Hz和70 Hz时，MRRC（2Tx，2Rx）和 MRRC（1Tx，2Rx）、SFBC（2Tx，2Rx） 和 SFBC（2Tx，1Rx） 的BER 性 能分析。结果表明，在低SIR下的fD=5 Hz，MRRC（1Tx，2Rx）在SFBC（2Tx，1Rx）上具有2 dB的增益。对于高SIR值，SFBC维持10-3的BER，MRRC保持BER接近10-4。对于2×2分集顺序，MRRC在低SIR时具有比SFBC高3 dB的增益。对于高SIR，SFBC保持接近10-5的恒定BER，MRRC具有10-7的恒定BER。对于存在CCI时的70 Hz多普勒频率，MRRC（1Tx，2Rx）在低SIR时的SFBC（2Tx，1Rx）增益为2 dB，并保持接近10-3的BER。高SIR区域，SFBC（2Tx，1Rx）维持 10-2的恒定BER。然而，图6中对于fD=70 Hz的2×2配置，MRRC在BER为10-2时比SFBC有3 dB的增益，且在高SIR区域中MRRC具有接近10-6的恒定BER，而SFBC保持恒定BER为10-4。在ETU信道模型中，由于发射分集方案容易发生信道的延迟扩展，也由于CCI信号的强度，所以在CCI和不存在CCI的环境中，SFBC相对于MRRC性能差。在MRRC中，通过多个信道接收同一信号，接收信号的信号强度将远远好于SFBC接收信号的信号强度，因此性能更好。在ETU一个时隙中，延迟扩展超过CP规定的6个OFDM符号有7个OFDM符号。大延迟扩展导致信号损失正交性，从而出现ISI，降低系统性能。如果考虑扩展的循环前缀，那么由于无ISI的环境，延迟扩展的影响可以在系统上最小。

5 结 语

本文通过考虑干扰和不干扰来分析和比较SFBC和MRRC在LTE信道模型（即EVA和ETU）上的性能。MRRC的性能优于SFBC，因为在MRRC中两个频率中的信号传输2次，总功率是SFBC信号的2倍。然而，通过在接收器处使用多个天线，与SFBC相比，MRRC技术的硬件复杂度增加。在EVA信道模型中，两种分集方案的性能都较好，因为时延扩展小于ETU信道模型中考虑的循环前缀符号数，MRRC的性能优于SFBC。此外，系统的性能随着多普勒扩展的增加而恶化。如果采用扩展循环前缀，则可以减轻ISI，提高系统的性能。