准单级功率变换的高效单相三端口功率因数校正变换器

贾益行, 吴红飞, 韩 蒙, 邢 岩

(多电飞机电气系统工信部重点实验室(南京航空航天大学), 江苏省南京市 211106)

0 引言

电力电子变换器因其高频开关的特点给电网注入了大量谐波电流。为尽量减小谐波带来的不良影响,国际电工委员会(IEC)制定了关于电磁兼容和谐波干扰的有关标准,如IEC 61000-3-2等[1-2]。功率因数校正(PFC)技术可以减小谐波带来的不良影响[3-4]。

传统有源PFC变换器是前级Boost型PFC加上后级直流/直流(DC/DC)变换器的形式[5]。Boost型 PFC控制简单,功率因数校正效果好,但是这种结构存在的问题是中间直流母线电压等级高,功率器件应力大,开关损耗大,并且所有输入功率均需经过两级变换,限制了功率密度的提高[6-8]。为提升交流/直流(AC/DC)变换器的整体效率,有研究人员提出无桥PFC变换器[9]。文献[10]综述了近年来受到较多关注的无桥Boost型 PFC电路形式,指出有2个DC/DC Boost电路的无桥PFC整流器拓扑因为开关管的门极驱动电路对噪声不敏感,最具有优势。文献[11]将多电平技术应用于无桥PFC变换器中,减小了器件开关损耗,使得变换器在较高开关频率下保持高效率。虽然无桥、多电平技术可以提升前级PFC变换器的效率,但其输出电压仍须低于输入交流电压峰值,存在两级功率变换问题。

在电动汽车、储能等领域,因为蓄电池的电压宽幅变化,要求AC/DC变换器具有宽输出电压能力。对于基本单管Buck-Boost变换器拓扑，如反激,Cuk,SEPIC等,所有输入功率均需要先储存在无源器件中再传递至负载,降低了功率传输效率并增加了功率器件的电压、电流应力。文献[12]研究了一种改进型的交错并联式四管Buck-Boost型PFC变换器,虽然文中变换器可在升压、降压和升降压三种工作模式下切换,但降压模式下输入电流波形的正弦特性较差。若直流负载电压始终比较低,可以采用降压型PFC变换器,但通常的Buck型 PFC只有在输入交流电压瞬时值高于输出电压时才有输入电流,即存在着“死区角”的问题,功率因数校正效果不理想[13]。三端口变换器以其特有的高效率、高功率密度等优势,在新能源发电系统、电动汽车供电系统、直流微网等领域得到国内外学者广泛关注[14]。其基本思想是以集成功率电路代替多个独立的功率电路以实现多个端口之间的直接功率变换[15]。受此启发,本文将三端口DC/DC变换器的基本思想应用于单相AC/DC变换器中。

为了在宽输出电压范围下实现高效率交直流电能变换,本文研究了一种准单级三端口PFC变换器,对其进行了详细的原理分析及实验验证。

1 准单级三端口PFC变换器

1.1 拓扑结构

传统三电平Boost型PFC变换器[16]如附录A图A1所示,通过将三电平Boost变换器的低压侧分压电容直接用作负载输出端口,并使电容CH和CL共地,构造出一个高压端口,然后在高压端口和低压端口之间加入DC/DC变换器,就可以得到准单级三端口PFC变换器,如图1所示。

图1 准单级三端口PFC变换器Fig.1 Quasi single-stage three-port PFC converter

准单级三端口PFC变换器由输入侧整流桥、前级三端口PFC变换器和后级Buck变换器组成。前级三端口PFC变换器由电感Lb、开关管S1和S2、二极管D1和D2构成,具有高压和低压2个输出端口。二极管D1后为高压输出端口,开关管S1和S2中间为低压输出端口。由前级变换器控制低压端口电压并实现输入功率因数校正。

Buck变换器由电感Lbuck、开关管S3、二极管D3构成,将三端口PFC变换器高压端口传递过来的功率经过降压变换后传递至负载侧,并控制高压端口电压VH。后级变换器在输入电压峰值高于输出电压时工作。图中:vac为输入交流电压;vdc为经过整流桥整流后的电压;VL为低压侧分压电容直接用作负载输出端口电压;iL为电感电流。

1.2 工作原理分析

输入交流电压vac经过整流桥整流,变为vdc=Vin|sin 2πft|,是频率f=100 Hz的正弦电压,角频率ω=2πf。根据输出电压VL与整流后电压峰值Vin的大小关系,变换器在半个电网电压周期内有2种工作模式,即单级模式和准单级模式。

1)单级模式。整流后电压峰值Vin

(1)

模态Ⅰ:开关管S2开通,输入源给电感充电储能,电感电流上升。由低压端口电容CL维持负载电压VL(如附录A图A2(a)所示)。

模态Ⅱ:开关管S2关断,能量通过电感传递到负载上,电感电流下降(如附录A图A2(b)所示)。

单级模式下,A和B点之间电位在0和输出电压VL之间变化,为两电平工作模式。

2)准单级模式。当整流后交流电压峰值Vin>VL时,变换器工作于此模式。此模式根据整流后电压瞬时值Vin|sinωt|和低压端口电压VL的关系有2种工作状态。当瞬时值Vin|sinωt|VL时,变换器进入第2种工作状态。为避免重复,此处仅分析后一种状态,此时下管S2保持关断,电感Lb、开关管S1、二极管D1和D2构成Boost电路。开关管S1占空比d2的表达式为:

(2)

模态Ⅰ:开关管S1开通,由于整流后瞬时电压Vin|sinωt|>VL,输入源给电感充电储能,电感电流上升。Buck变换器工作,以控制高压直流母线电压VH(如附录A图A3(a)所示)。

模态Ⅱ:开关管S1关断,储存在电感中的能量通过Buck变换器传递到负载上,电感电流下降(如附录A图A3(b)所示)。

准单级模式下,A和B点之间电位在0、输出电压VL和高压端口电压VH之间变化,具有三电平特性。对变换器的功率传输特性进行分析,可以得到如附录B图B1所示的高压端口传输功率在总输入功率中所占比例的关系曲线。

1.3 控制策略分析

如图2(a)所示为准单级三端口PFC变换器控制框图,变换器的控制目的是使得高低压端口电压稳定在基准值,并使得输入电流跟踪电网电压,实现功率因数校正功能。

低压端口电压VL和电感电流iL采用比例—积分(PI)控制的电压外环加电流内环双环控制。高压端口电压VH采用单电压环,控制Buck变换器的开关管S3。

与传统Boost型PFC变换器控制策略不同的是,本文研究的准单级三端口PFC变换器，用2个开关管S1与S2控制低压端口电压VL和电感电流,且变换器存在单级模式和准单级模式。为了使2种模式能够平滑切换,需要为开关管S1和S2分别设置一路载波,2路载波的偏置电压不同,如图2(b)所示。由此,电流内环的调节器输出vm能够连续地与2路载波交接,产生2路脉宽调制(PWM)波来控制开关管S1和S2。图2中:vgs1和vgs2分别为开关管S1和 S2的控制信号;vin和iin分别为输入瞬时电压和电流;VLref,VHref,Iref分别为VL,VH,iin的参考值。

图2 准单级三端口PFC变换器控制策略Fig.2 Control strategy of quasi single-stage three-port PFC converter

2 三端口PFC变换器损耗分析

2.1 变换器损耗计算

本文研究的准单级三端口PFC变换器技术指标为:输入电压vac=220×(1±0.2) V;低压端口(输出)电压VL=200～400 V;高压端口电压VH为400 V;开关频率fs为100 kHz;满载功率Pmax=2 kW。

可见变换器的输入电压和输出电压均在宽范围内变化。这里以220 V交流输入、200 V直流输出为例,对前级三端口PFC变换器和传统Boost型PFC变换器进行损耗对比分析。

前级三端口PFC变换器的输入电流iac在相同工况下与传统Boost型PFC变换器一致,这就使2种变换器的整流桥损耗、电感铜损耗等计算结果相同。这里主要给出三端口PFC变换器的开关管损耗和二极管损耗的计算公式。

1)开关管损耗计算

开关管S1的瞬时导通损耗pS1cond为:

(3)

式中:Rdson1为开关管S1导通损耗电阻;t1=arcsin(VL/Vin)/ω;t2=π-arcsin(VL/Vin)/ω。

开关管S2的瞬时导通损耗pS2cond为:

(4)

式中:Rdson2为开关管S2导通损耗电阻。

开关管S1的瞬时开关损耗pS1sw为:

(5)

式中:Tshl和Tslh分别为开关管关断时间和开通时间。

开关管S2的瞬时开关损耗pS2sw为:

(6)

2)二极管损耗计算

二极管D1的瞬时导通损耗pD1cond为:

(7)

式中:Vfd1为二极管D1的前向导通压降。

二极管D2的瞬时导通损耗pD2cond为:

(8)

式中: Vfd2为二极管D2的前向导通压降。

二极管D1的瞬时反向恢复损耗pD1rev为:

(9)

式中:Qrr1为二极管D1的反向恢复电荷。

二极管D2的瞬时反向恢复损耗pD2rev为:

(10)

式中:Qrr2为二极管D2的反向恢复电荷。

由损耗分析计算的结果,可以得到Vin=48.63 V,平均输出功率Po=97.89 W时如附录C图C1所示的2种变换器的瞬时损耗分布。同理可以得到在平均输出功率Po=2 kW时其他瞬时输入电压的损耗分布情况,对其进行分析,可以得出以下结论:①相比传统Boost型 PFC变换器,准单级三端口Boost型 PFC变换器有效降低了开关管的开关损耗和二极管反向恢复损耗在总损耗中所占比例;②相比于传统Boost 型PFC变换器,准单级三端口Boost型 PFC变换器总损耗减小了;③由于增加了一只开关管和一只二极管,因此开关管和二极管总的导通损耗有所增加。

2.2 变换器损耗仿真与验证

为了验证损耗计算的正确性,利用PSPICE搭建了三端口PFC变换器仿真模型。附录C图C2为平均输出功率1 kW时,半个工频周期内的瞬时效率变化曲线。

同理可以仿真得到其他输出功率等级下半个工频周期内的动态效率曲线。由此可见,MATHCAD损耗计算和PSPICE损耗仿真得到的三端口PFC变换器,在不同输入输出电压、不同负载功率情况下,半个电网电压周期内动态效率的变化趋势基本一致。仿真结果验证了理论计算的正确性。

3 实验测试与分析

本文在原理分析的基础上利用一台2 kW准单级三端口PFC变换器原理样机进行了实验验证和电网电压周期内瞬时效率测试。

三端口PFC变换器的器件选择如下:整流桥型号为KBPC2510;Lb=600 μH;S1和S2型号为IPW65R070C6;D1和D2型号为SCS230AE2;S3型号为SPW47N60CFD;D3型号为HFA30PA60C-N3;CH=2 000 μF;CL=1 000 μF;Lbuck=480 μH。

图3(a)给出了准单级三端口PFC变换器在输入交流电压为220 V,VL=270 V,Po=2 kW条件下的稳态波形。其中iLb为电感Lb中的电流,vAB为电感Lb输出端对地电压。从图3中可以看出,输入电流波形与输入电压相位基本一致,说明变换器实现了功率因数校正的功能。由vAB有3个电平可以看出变换器能在单级模式和准单级模式之间切换,控制方案可行。

图3(b)为变换器在输入交流电压220 V,VL=270 V条件下,半载切满载时变换器动态调节波形。从实验波形可以看出,高低压端口电压在短暂的跌落后均能恢复稳态值,动态调节效果较好,验证了控制策略的有效性。

图3 变换器实验波形Fig.3 Experimental waveforms of converter

表1为三端口PFC变换器在输入交流电压为220 V,不同输出电压、输出功率情况下的输入电流总谐波畸变率(THD)和功率因数(PF)的测试结果。可以看出,三端口PFC变换器输入电流THD随负载的增大而逐渐减小,输出功率在3/4负载时均在5%左右,满载时均小于4%。变换器PF值在1/2负载时能达到0.99以上,满载时能达到0.995左右,PFC功能效果良好。

在此基础上进行了2种变换器在半个电网电压周期内的瞬时效率测试。如附录C图C3所示分别为平均输出功率1 kW和400 W时的瞬时效率对比图。由实验结果可以看出,通过采用多端口变换技术和多电平技术,可以减少AC/DC变换器的功率变换级数,显著提高了三端口PFC变换器在半个电网电压周期内的瞬时动态效率,在输入瞬时电压较低时,其对效率的优化更加明显。实验结果验证了理论分析的正确性。

表1 PFC变换器输入电流THD及PF值Table 1 Input current THD and power factor of PFC converter

为充分说明准单级三端口PFC变换器的效率优势,与基于双Boost无桥PFC变换器[10,17]的两级式AC-DC变换器进行了效率对比测试。其高低压端口电容取值与三端口PFC变换器相同。

如图4所示为2种变换器在输入交流电压为220 V,输出电压分别为200 V和350 V时的效率对比。可以看出，准单级三端口PFC变换器相比无桥PFC有较大的效率提升,在各输出功率下的效率均高于无桥PFC变换器，在图4中分别用TP-PFC和BPFC表示。主要是以下原因造成:虽然无桥PFC变换器可以减少1个二极管导通损耗,但是其所有输入功率均需要经过2级变换,而准单级三端口变换器在输出200 V时仅有部分功率需要经过2级变换,在输出350 V时所有输入功率均可以通过单级变换直接传递至负载,从而有助于改善变换器整体效率。

图4 两种变换器效率对比Fig.4 Efficiency comparison of two converters

4 结语

本文研究了一种新型准单级三端口PFC变换器,理论分析和实验结果表明:①相比于传统Boost 型PFC变换器,所研究的三端口PFC方案能够降低前级开关管的开关损耗和二极管的反向恢复损耗,有效改善了变换器半个电网周期内的瞬时效率,从而实现PFC变换器整体效率的提升;②该变换器可以实现交流输入侧和直流负载侧之间的准单级功率变换,避免了两级式功率传递带来效率低的问题;③所研究三端口PFC变换器输出电压范围宽,在各类交直流电能变换场合具有良好的适用性。

本文后续研究工作将围绕变换器闭环系统的建模分析展开,以期获得更为优化的控制方法。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。