一种基于共面线的毫米波宽带预失真线性化技术

谢小强，吴健苇，穆继超，沈晓唯，赵 涛，张旭阳

(1.电子科技大学 电子科学与工程学院，四川 成都 611731； 2.上海航天电子技术研究所，上海 201109)

0 引言

近来，随着大容量、高数据率、高速无线通信技术的飞速发展和相关应用需求的快速增长，基于全固态集成技术的毫米波卫星无线通信前端系统对发射机末级高功率放大器(SSPA)的要求越来越高。系统的成功应用很大程度上依赖于系统前端末级发射机高功率放大器的工作性能。该功率放大器除需具有高发射输出功率和高效率外，还需具有高线性度。为提高有限频率带宽内的数据传输率，无线通信系统通常采用正交相移键控(QPSK)、正交振幅调制(QAM)等频谱利用率高的非恒包络调制技术，而该调制技术会导致信号峰均比(PAR)增大，驱使放大器进入饱和区，产生非线性失真，在增加误码率的同时拓宽频带，对其他相邻信道产生干扰。为解决这一问题，功率放大器线性化技术应运而生。

现有的功放线性化技术主要有以下几种。前馈技术[1-2]通过耦合网络将功率放大器自身的一部分互调分量耦合到消除环路，从而抵消功率放大器自身的互调分量。该方法在低频有很好的宽带特性和良好的稳定性，且能极大地改善非线性，但因其电路结构复杂，对元件的精度要求高，难以在毫米波段电路中实现，故线性改善效果不理想。负反馈技术[3-4]通过反馈网络提取功放非线性信号，并将相应变化与功放原始输入信号叠加，从而达到改善非线性的目的，但因其受限于反馈环路带宽，且稳定性较差，故不适宜于毫米波电路集成。毫米波频段的线性化技术主要利用肖特基二极管非线性预失真特性实现，这种模拟预失真技术具有电路紧凑，工作频率高等特点[5-7]。在此类研究中，为便于与毫米波三端器件(比如毫米波MMIC)集成，线性化预失真电路多采用基于肖特基二极管的微带串并联集成预失真电路形式[8-10]。文献[8-9]采用的微带电桥结构的预失真电路提高了端口驻波性能，并加强了相位补偿能力，但其固有的工作带宽受电桥限制，难以在毫米波频段实现宽带线性化预失真的非线性幅度和相位补偿。文献[10]采用并联单个肖特基二极管的形式实现了结构简单，增益和相位可调的预失真器，但预失真电路线性化效率较低。

本文利用共面波导良好的二端口器件并联集成特性，将肖特基二极管直接加载于共面波导金属导带与接地金属条带的缝隙中，在提高能量利用率的同时，避免了接地电感对工作频率的限制，增加了工作带宽，在毫米波频段实现了宽带预失真非线性幅相补偿，并在Ka波段进行了试验验证。

1 肖特基二极管模拟预失真原理分析

模拟预失真技术从概念上讲是一种非常简单的线性化技术，其基本设计思路是让输入信号在进入功率放大器前，先经过一个与功放的非线性相反的模块，以此来补偿功率放大器所产生的非线性失真，从而改善功率放大器的线性度。

肖特基二极管的非线性特性可产生与功放的非线性失真互补的预失真曲线。肖特基二极管可等效为一个可变电导与结电容并联的二端口网络[11]，其交流等效模型如图1所示。图中：P1和P2为网络的2个端口。

图1 肖特基二极管的交流等效图Fig.1 Alternating current equivalent circuit of schottky diode

在为肖特基二极管选定适当的直流偏置后，随着输入功率的增加，肖特基二极管的等效电导减小。图1中交流等效电路传输系数S21的幅度与相位分别为

(1)

(2)

式中：Z0为特性阻抗；ω为角频率；Cj为二极管的结电容；Gd为二极管的可变电导，与二极管的偏置情况有关。

随着肖特基二极管等效电导的减小，S21的幅度会增大，而相位会减小，即表现为增益扩张和相位压缩。因此，肖特基二极管产生的非线性失真特性与固态功率放大器固有的非线性失真特性相反，满足预失真特性需求。

2 毫米波模拟预失真器设计

本文所设计的共面波导结构的预失真器的电路结构如图2所示。预失真器由2个肖特基二极管，1段共面波导，用于控制二极管偏置状态的偏置电阻Rb和偏置电压Ucc，以及1个射频扼流圈组成。同时，因二极管加载在共面波导上，故本预失真电路微带线先经过过渡转换到共面波导，再由共面波导过渡转换到微带线。

图2 预失真器电路结构图Fig.2 Schematic diagram of circuit structure of predistorter

在无源传输线中，微带线结构的能量主要分布在中间的介质基片内。若将二极管表贴于微带线介质基片上的金属导带面上，微带线传输的能量就不能为二极管充分利用。此外，微带线过孔接地的方式会产生寄生电感，影响工作带宽。相对于微带传输线，共面波导在毫米波段损耗更低。共面波导采用高介电常数的材料作为介质基板，由于介质基板上表面位于中间的金属条带内，与两旁的接地板处于同一平面，因此并联安装二端口元件非常方便，无需在基片上钻孔或开槽，避免了接地电感，易于实现宽频带。共面波导通过过渡还便于与微带集成传输线，实现宽带匹配转换。

采用Ansoft公司的三维电磁仿真软件HFSS(high frequency structure simulator)进行建模与仿真，设计中所采用的共面波导的结构如图3所示。接地金属条带通过金属化通孔将表面的金属条带与基片背面的腔壁连接，从而达到接地的效果。相比于微带线结构，共面波导结构中的能量集中分布于金属导带与接地金属条带的缝隙中。电磁场在共面波导截面的分布如图4所示，HFSS仿真的电场分布如图5所示。若将二极管表贴于共面波导的缝隙之间，则共面波导传输的能量将被二极管充分利用，二极管加载于共面波导上的实物结构如图6所示。

由上述分析可知，将二极管表贴于共面波导的方法可使二极管更高效地利用传输线的能量，同时避免了二极管负极接地带来的寄生电感影响，利于带宽设计。

图3 共面波导模型Fig.3 Model of coplanar waveguide

图4 共面波导电磁场分布Fig.4 Electromagnetic field distribution of coplanar waveguide

图5 共面波导电场分布仿真Fig.5 Simulation diagram of electric-field distribution for coplanar waveguide

图6 二极管加载于共面波导结构视图Fig.6 Photograph of integrating diode with coplanar waveguide

预失真器的输入信号由标准波导BJ-320馈入，经波导-微带探针过渡到微带线，然后通过微带过渡到共面波导并经过加载在共面波导上的肖特基二极管，从而产生预失真信号，预失真信号再通过共面波导过渡到微带线，最后经微带过渡到标准波导并输出。图7为此预失真电路的无源电路模型。电路采用的基片为Rogers RT/duroid 5880，其介电常数为2.2，厚度为0.254 mm。该无源电路结构的组成部分包括波导、微带探针、偏置高阻线和共面波导。无源电路S参数仿真结果如图8所示。结果表明：在28～37 GHz的频段内，无源电路的插入损耗低于0.2 dB，回波损耗优于-19 dB。

图7 毫米波预失真器无源电路Fig.7 Passive circuit of millimeter-wave predistortion linearizer

图8 毫米波预失真器无源电路仿真结果Fig.8 Simulation results of passive circuit for millimeter-wave predistortion linearizer

3 预失真线性化器制作与测试

本文中的预失真线性化器所采用的二极管为M/A-COM MA4E-2037。预失真线性化器实物的正面与背面视图如图9所示。图10为预失真线性化器工作在30 GHz频点处，偏置电压为2.4 V时，输入功率在-10～5 dBm范围内的预失真测试曲线。从图10中可以看出，线性化器在30 GHz可提供2.6 dB的增益幅度扩张和24°的相位压缩。表1为该预失真线性化器在25～38 GHz频带范围内的预失真特性。由表1可知，预失真线性化器在25～38 GHz的宽频带范围内实现了3 dB左右的增益幅度扩张和20°左右的相位压缩。

图9 毫米波预失真器实物图Fig.9 Actual photo of millimeter-wave predistortion linearizer

图10 30 GHz频点处线性化器预失真曲线图Fig.10 Predistortion curves of linearizer at 30 GHz

表1 25～38 GHz频带内线性化器预失真特性

4 预失真线性化器驱动放大器制作与测试

在实际应用中，功放需要一定的输入功率，线性化器的适用功率范围与功放的输入功率范围未必一致，且线性化器引入的插损对功放的性能也会产生一定影响。为使线性化器工作在最佳状态并为功放提供适宜的输入功率，设计了预失真驱动放大电路模块。

预失真驱动放大电路结构如图11所示。通过前置的衰减器1、衰减器2和放大器1调节进入预失真器的输入功率，同时保证放大器1不进入非线性放大区域；同样，通过衰减器3、放大器2和放大器3调节预失真线性化驱动放大电路的输出功率范围，以适应对输入功率有不同要求的末级功率放大器。在反复测试和试验的基础上，选择3片型号为CHT4694的衰减器芯片，放大器1、放大器2和放大器3的芯片型号分别选择为HMC-ALH445、TGA4507和TGA1073。该选择方案可在调整预失真器输入输出功率范围的同时不产生新的非线性失真。预失真驱动放大器电路实物如图12所示，放大器腔体材料为铜。

图11 预失真驱动放大器电路结构图Fig.11 Structure diagram of predistortion driving amplifier circuit

图12 预失真驱动放大器电路实物图Fig.12 Actual photo of predistortion driving amplifier circuit

用失网测试预失真驱动放大器在二极管电流为3 mA，频点为30 GHz处的幅度特性和相位特性，测试平台如图13所示，图14为测试结果。由测试结果可知，该线性化器在30 GHz频点处，可提供3.8 dB的增益幅度扩张和30°的相位压缩。

图13 预失真驱动放大器电路测试平台Fig.13 Test platform for predistortion driving amplifier circuit

图14 预失真驱动放大器30 GHz时幅度和相位特性Fig.14 Amplitude and phase characteristics of predistortion driving amplifier at 30 GHz

将预失真驱动放大器与功放级联，通过测试对比线性化前后毫米波功率放大器三阶交调失真来验证预失真器对功放非线性失真的改善能力。选用一型工作频段为29.6～30 GHz，饱和输出功率为5 W的毫米波功率放大器，并测试其线性化前后的三阶交调失真。双音信号测试平台如图15所示。双音信号的频率间隔为5 MHz，在1 dB压缩点回退7 dB的条件下使用频谱仪测试功率放大器的三阶交调。29.8 GHz频点处功放加载线性化器前后三阶交调测试结果如图16所示。图16(a)为没有级联预失真器时功率放大器的三阶交调，图16(b)为功率放大器级联线性化器后的三阶交调。在29.6～30 GHz的频带范围内，功率放大器加载线性化器前后的三阶交调失真改善情况见表2。其中，IMD30表示未加载线性化器功率放大器的三阶交调系数，IMD31表示加载线性化器后功率放大器的三阶交调系数。测试结果表明：在29.6～30 GHz的频带范围内，级联线性化器后，功率放大器的三阶交调失真都在-30 dBc以下，三阶交调改善程度都高于10 dB，其中，在29.8 GHz频点处，三阶交调失真改善程度最高达19 dB。

图15 双音信号测试平台Fig.15 Test platform for two-tone signal

图16 29.8 GHz频点处功放加载线性化 器前后三阶交调测试结果Fig.16 Test results of three-order intermodulation for power amplifier with and without loading linearizer at 29.8 GHz

工作频率/GHzIMD30/dBcIMD31/dBc改善程度/dB29.6 -20.7-34.2 13.529.8 -23.5-42.5 19.030.0 -23.4-34.7 11.3

5 结论

本文利用共面波导传输线良好的二端口器件并联集成特性，提出了基于共面波导集成肖特基非线性二极管的毫米波线性化新方法，避免了传统微带集成电路接地电感等不连续性对工作频率和工作带宽的限制，提高了线性化电路的工作频率，拓展了工作带宽。所研制的毫米波预失真线性化电路具有工作频率高、工作带宽宽、结构紧凑等优点。试验结果表明：采用该线性化技术实现的线性化驱动模块对输出功率为5 W的功率放大器的三阶交调失真进行了有效改善，在29.6～30 GHz频率范围内三阶交调抑制度改善超过11 dB，并在29.8 GHz处达到19 dB，大幅提升了整个线性化功放的线性性能。该线性化技术可用于满足现代大容量、高速卫星通信前端系统需求，大幅改善毫米波卫星通信系统发射机中功率放大器的线性性能，实现高质量、低误码率的数据无线传输链接。