基于充放电原理的小电容测量电路的设计

陈莉

（陕西国防工业职业技术学院陕西西安710302）

随着现代半导体行业的迅速发展，电容的制作工艺以及性能指标越来越精密。目前检测精度在微位移领域已达到纳米级，电容电量的变化一方面是由微小位移量的变化产生的。因此，由纳米级位移变化已经引起了电容的变化在fF量级[1]，寄生电容干扰在pF。故寄生电容对电容测量的影响是一个急需解决的问题。目前，电容测量技术均在大的噪声信号干扰下。当干扰信号存在时，显然测量得到的电容值会严重受到影响。

目前电容的测量不仅面临着信号的各种干扰问题，由于精密检测电容的微小变化过程是一个瞬态变化过程，这就要求测量电路具有较高的采样率。目前，对微小电容测量电路的采样率要求在100 kHz左右[2]。因此，需要具有更高采样率的测量电容电路。传统的微弱电容测量电路能够达到的采样率在50 kHz，且采样率越高带来的噪声就越大[3]，不利于目前微弱电容的测量。通过对上述弊端的认知，本文着手设计了充放电原理的小电容测量电路。

1 PS021微小电容测量电路

目前电容测量电路的最高采样率可达50 kHz，其以基于PS021[4]的小电容测量电路为代表，如图1所示。其中内部虚线框出的模块，电容检测芯片PS021、传感器电容、标准电容3个模块是信号调理电路的实现模块[5]。其的工作原理为传感器电容经过测量得到电容信号，电容信号和基准电容值相比，得到换算之后的放电时间比，并转换为24位的数字信号[6]。基于单片机的数据存储电路通过SPI总线接口控制电容检测芯片PS021将转换成为24位数字信号量存入到MSP430单片机内[7]，进行数字信号的采集。当采集完数字信号之后通过USB接口传送到计算机，并由计算机对采集的数字信号进行相应的处理。本文在借鉴该电路设计的思路基础上，克服信号调理电路模块所不能达到的采样率问题，采用充放电原理的信号调理电路代替PS021电容检测电路[8]。

图1 基于PS021的小电容测量电路原理框图

2 充放电小电容测量电路

2.1 测量电路原理

如图2所示该文中测量电路实现原理框图。该原理的实现借助于上文图1的工作原理[9]，原理上基本不变，而改变的仅是信号调理模块。图2中实现的充放电小电容测量电路中信号调理模块是基于充放电原理的，这是为了改善理论上测量电路不能达到的采样率问题[10]。而不同于传统的基于检测芯片的信号调理电路而设计，整体上可分为4个模块组成，在原理图中清晰可见[11]。两者的工作原理类似，不同之处在于基于PS021电容检测芯片的调理电路是由集成芯片来完成对信号的调理过程[12]。而基于充放电原理的小电容测量电路信号调理电路的组成是由分立的元器件[13]搭建而成的，其噪声比较小。

图2 基于充放电原理的小电容测量电路原理图

2.2 信号调理电路

如图3所示为，本文改进传统基于检测芯片的电容测量中信号调理部分的基础部件搭建原理图。该电路部分的输出为，电容信号转换之后的电压交变信号。该图中有两个恒流源[14]，该恒流源的主要作用是给测量电容C1和C2进行充电[15]，充电的时间分别为9μs和1μs。图4所示为充放电的时序图。

图3 信号调理电路

图4 充放电时序图

2.3 恒流源电路

如图5所示为基于充放电的小电容测量电路中的核心，恒流源电路设计。该电路性能的优劣直接决定着整个系统的测量精度及稳定性[18]，该恒流源电路搭建根据模电和数电基础知识，其中主要有运放电路、电阻、放大器作为电路主要实现器件[16]。将要测量的电容作为负载电路，负载电容在电路中进行充放电，其频率达到100 kHz[19]。

3 电路测试

图5 恒流源电路

根据图2基于充放电原理的小电容测量电路原理图，设计出电路硬件电路。表1为该硬件电路中各个模块主要器件的工作状态统计，其中主要包括开关、信号调理模块、电源管理[17]模块、8 MHz晶振的工作状态。表2所示为运算放大器、电源管理器、8 MHz晶振、MSP430单片机的型号以及功耗状况表，经过测试发现所有模块总功耗为8.5 mA。

表1 主要器件的工作状态

表2 主要器件的功耗

如图6所示为采用20 MHz的示波器，利用测量电路对输入信号进行的测量波形图。经过示波器测量结果发现基于充放电的小电容测量电路的采样率达100 kHz，功率损耗为8.5 mA。由此验证了，该测量电路高采样率和低功耗的测量优势。

如图7所示为100 kHz锯齿波的幅度和频率特性谱线图，将幅频和频率的值转换成表3所示的表结构值发现除了在100 kHz处的基波分量外，还存在多处的谐波分量，通过表3可计算出反误差变换的放大器频率响应要在5 MHz。

图6 测试波形

图7 100 kHz锯齿波的幅频谱

表3 锯齿波的幅频谱

图8 保留30次谐波的反变换误差

图9 保留50次谐波的反变换波形在一个周期的误差

图10 保留50次谐波的反变换波形

如图8，9，10所示为保留不同次谐波的反变换波形及保留50次谐波的误差，从该三幅图中可以看到当恒流源输出为在5 MHz以上的带宽时，才能得到比较理想的据此波，此时的误差才能小于+10-12V。

4 误差分析

如图11所示为恒流源2个OPA301串联后反变换误差展开图，该误差的来源主要是用恒流源作为激励信号时测量电路带来的误差，由该展开图可以计算出该电路在任何采样时间内的误差计算结果，以该图中的测试结果为基础，可以计算出当采样时间在9μs左右时的反变换误差为

图11 恒流源2个OPA301串联后反变换误差展开图

文中误差的来源还有一部分就是孔径抖动误差，孔径抖动误差的定义是理论采样值点和实际采样值点的时间抖动误差，该误差的产生是在ADC的采样和保持之间存在着不确定性误差的过程产生的，该误差严重影响ADC的精度，尤其是当输入信号频率越高时，对ADC的精度影响越明显，如图12所示即为孔径抖动误差的示意图。

图12 孔径抖动误差

5 结束语

文中在分析现有的基于小电容检测芯片PS021为主的信号调理电路存着的高功耗、低采样率等弊端，提出了采用基于高采样率、高精度、高稳定性的信号调理电路实现传统测量电路中的信号调理电路部分。通过对调理电路的改善，使得电容测量电路达到了高采样率、高精度以及高稳定性。最后通过实际测量该电路的电容值再经过示波器观察发现，该测量电路的采样率达100 kHz，功耗在8.5 mA，达到了预期的实际目标。从而满足了目前众多电容对采样率的测试需求，其在未来有广阔的发展前景。