频率、功率和效率可调的磁共振能量发射器

汪建荣，魏雪云，李效龙

（江苏科技大学电子与信息学院，江苏镇江212003）

当前的磁共振能量发射器（magnetic resonance energy emitter，MREE）大多针对特定的应用而设计，不具有通用性，因而并没有得到大规模的实际应用。其主要缺点是工作频率可调性差、发射功率相对固定和能量传输效率较低[1]。因此，设计出一个通用性好、工作频率与发射功率均可调的高效磁共振能量发射器，在一定程度上可以拓展磁耦合共振式能量发射器的应用范围。

传统磁共振能量发射器主要包括MCU模块、高频H桥逆变模块和耦合共振发射模块[2]。MCU产生的PWM信号控制H桥将DC能量转变成高频高压的AC能量，最后通过发射线圈将高频高压的AC能量发送出去。由于MCU中控制PWM的寄存器精度有限，因此MCU不能实现对输出PWM频率的连续高精度调节，即该能量发射器工作频率可调性差[3-4]。其次，H桥逆变模块的输出幅度是固定的，所以不能有效地控制发射器的输出功率。第三，高频H桥需要四只MOS管组成，相比Class-E单管功放，其能量转换效率较低，使得系统能量传输效率降低。

文献[5]指出，磁共振系统的共振频率是随系统线圈间的距离变化而变化的，因此发射器工作频率的可调性对于系统能量的高效传输至关重要；文献[6]指出Class-E功放管的导通角减小可以降低管耗，提高系统能量传输效率；文献[7]指出MOS型功放管栅极的驱动电压控制着漏极电流，从而控制功率放大。本文旨在设计一种频率、功率和能量传输效率均可调的磁共振能量发射器。

1 参量可调的磁共振能量发射器

1.1 磁共振能量发射器系统框架

本文设计的磁共振能量发射器主要由高频压控振荡器、迟滞比较器、反相放大器和Class-E功率放大器依次级联构成。其中，高频压控振荡器振荡产生频率可变的高频正弦信号，经迟滞比较器对其占空比进行调节，以改变Class-E功率放大器的能量转换效率。反相放大器改变输出信号的幅度，进而改变Class-E功率放大器的输出功率。然后，Class-E功率放大器将DC能量逆变成高频高压的AC能量，最后通过耦合共振线圈将AC能量无线远距离地传输出去。磁共振能量发射器系统框图如图1所示。

1.2 高频压控振荡器设计

图1 磁共振能量发射器框图

高频压控振荡器主要由含有变容二极管的西勒振荡器构成，如图2所示。利用电压信号Vct1控制变容二级管的容值，进而控制振荡频率。

图2 高频压控振荡器

高频压控振荡器设计时，为了减小高频电压叠加对变容二级管的影响，提高频率的调节线性与稳定性，变容二极管采用部分接入振荡回路的方式，如图 2 所示[8]。其中，C5与Cj串联，L2、L3为高频扼流圈，对高频信号接近于开路。回路中变容二极管的电容量为[9]：

其中，Vct1为控制电压，VB为变容二极管的势垒电位差；Cj（0）为Vct1=0时管子的结电容；n为管子的变容指数（本设计中n＞2）；另外，|Vct1|＞VQ，VQ为反偏工作点电压。由式（1）得，高频压控振荡器的振荡频率为:

由式（1）、（2）可知，控制电压Vct1增大，使得Cj减小，振荡频率fosc变大；Vct1通过改变Cj的容值来控制高频压控振荡器的振荡频率，进而控制磁共振能量发射器的工作频率。

要求振荡频率为fosc=2.02 MHz，利用PSpice仿真软件来确定电路中各元件参数，具体为L1=39 μH，C4=75 pF，C5=200 pF，L2=L3=680 μH，仿真得到Cj=145 pF。查询常见变容二级管型号表，型号为ISV-149（30 pF～540 pF，8 V-1 V）满足本设计要求并具有足够可调范围。

改变Vct1的值（1.5 V～7.5 V，步长 0.5 V），利用PSpice频域扫描仿真高频压控振荡器频段覆盖范围，仿真结果如图3所示。由图可知，所设计的高频压控振荡器频段大致在1.91～2.30 MHz之间，则波段覆盖系数约为（2.30/1.91=）1.2。对于工作中心频率位于MHz段的高频压控振荡器而言，此波段覆盖范围足以补偿因线圈间的距离变化而引起的系统共振频率的变化。

图3 高频压控振荡电路波段覆盖仿真

1.3 迟滞比较器设计

迟滞比较器抗干扰能力强，同时参考电压Vct2可以调节其输出信号的占空比，进而改变Class-E功放管的导通角，达到控制系统能量传输效率的目的。电压控制的迟滞比较器电路如图4所示。该电路的上门限电压VT+与下门限电压VT-分别为：

图4 迟滞比较器电路

利用PSpice软件仿真所设计的迟滞比较器以确定电路中各元件参数，具体为R6=20 kΩ，R8=20 kΩ，VCC=+5 V，-VCC=-5 V。仿真得到，当Vct2=-4～+4 V时，输出信号占空比为64%～27%，迟滞比较器的仿真波形如图5所示。由图可知，设计的迟滞比较器在Vct2控制下，可以有效地改变输出信号的占空比。

图5 迟滞比较器仿真波形

1.4 反相放大器设计

反相放大器主要由运算放大器与工作在可变电阻区的结型场效应管（JFET）组成。Vct3控制场效应管的栅源电压，从而控制其沟道电阻rds1的大小，进而改变反相放大器输出信号的幅度[10-11]。所设计的反相放大器如图6所示。由文献[12]知漏源之间的沟道电阻rds1为：

其中，Kn为 T1导电常数，VP为 T1夹断电压。JFET的沟道电阻一般在kΩ左右，为了提高控制灵敏度，R9的取值一般为几kΩ到几十kΩ。该反相放大器的输出电压增益为：

由式（5）、（6）可知，Vct3增大，使得沟道电阻值减小，反相放大器输出的电压增益变小；Vct3能够有效地控制反相放大器输出增益。

图6 反相放大器电路

1.5 Class-E功率放大器设计

借助Class-E电路的选频网络，不需要额外设计耦合共振发射电路，省去了Class-E到耦合共振发射端的阻抗匹配，使得电路设计更加简洁高效，Class-E功率放大器电路设计如图7所示[13-15]。由式（6）与文献[7]知Class-E功率放大器的输出功率为：

其中，gm为T2管的互导，rds2为T2管的输出电阻，RL7为扼流圈内阻，RL6为发射线圈内阻[13-15]。由式（4）、（7）得到，Class-E功率放大器的能量转换效率为：

由公式（5）、（6）、（7）可知，Class-E功放管 T2上栅源电压的增加可以高效地增加其输出功率Pout，证明Vct3能够有效地控制磁共振能量发射器的输出功率；由公式（3）、（4）、（8）可知，占空比D越大（经过反相放大器），Class-E功率放大器的能量转换效率越高，证明Vct2可以有效地控制磁共振能量发射器的工作效率以及系统能量传输效率。

图7 Class-E功率放大器电路

利用ADS仿真确定设计所需的元件参数，仿真得到C11=760 pF、L6=11.4 μH时，Class-E功放电路发生谐振（驱动频率f=2.02 MHz）[16]。此时，ADS仿真得到的Class-E功率放大电路各部分电压与电流关系如图8所示。图（a）为Class-E功放管漏极上的电压与电流关系，由图（a）可知，所设计的Class-E电路中功放管漏极上的电压与电流满足交错出现的关系。图（b）为Class-E功放电路输出的电压与电流关系，由图（b）可知，所设计的Class-E电路输出的电压与电流基本满足相位一致的关系。

2 磁共振能量发射器实验测试

测试时，变容二级管选用ISV-149，Vct1的变化范围为1.5～7.5 V，读取L1上的电压峰值和频率。根据测试数据绘制出f-Vp关系如图9所示。

由9图可知，所设计高频压控振荡器振荡频段大致在1.95～2.28 MHz之间，波段覆盖系数约为1.2；控制电压Vct1在3.2～5.8 V范围内，能够有效地控制高频压控振荡器的振荡频率；所设计的高频压控振荡器具有足够的可调频段，来补偿因线圈间距离变化而引起的系统共振频率的变化。

图8 Class-E功率放大电路各部分电压与电流关系

图9 能量发射器波段覆盖范围

测试Class-E功率放大器的发射功率，JFET选用3DJ7E，运放选用MOS型的ADA4891，功放管选用RD16HHF1，R9=8K，保持VDD=15 V。测试时，改变Vct3的大小，读取功放管T2上的栅源电压ugs和发射线圈（L6）两端的电压有效值，再根据公式计算出发射功率，结果如表1所示。

表1 控制电压Vct3、T2栅源电压与发射功率之间关系

由表（1）可以看出：T2的栅源电压ugs增大，Class-E功率放大器的发射功率也随之迅速增加；控制电压Vct3变大，T2的栅源电压ugs减小，与公式（6）理论分析一致；控制电压Vct3变化可以改变Class-E功率放大器的输出功率，因此Vct3能够有效控制磁共振能量发射器的发射功率。

磁共振能量发射器结合磁共振能量接收电路测试系统的能量传输特性[17]。测试两线圈间（两线圈结构）不同距离条件下，系统工作频率与接收端负载RL上的电压幅度关系[18]。实验时，发射端与接收端使用线径为0.8 mm的漆包铜线绕制而成的直径为30 mm平面线圈。保持发射端线圈L6上电压幅度（Vp=45 V）不变，线圈间距离由50 mm到20 mm逐渐靠近。在收发线圈间不同距离条件下，调节Vct1改变系统的工作频率，读取RL上的电压峰值。测试结果如图10所示。

图10 线圈间不同距离条件下RL上的电压幅度与系统工作频率之间关系

由图10可知，系统共振频率随两线圈间的距离变化而变化，并表现为随着两线圈间距离逐渐减小，共振频率点也随之减小。因此，设计磁共振能量发射器时必须考虑到其工作频率具有一定范围的可调性。

调节两线圈间的距离（50～20 mm），同时调节系统工作频率，保持系统一直处于共振状态。测试系统在不同线圈间距离、不同占空比（40%、45%、50%）这两种情况下的传输效率。测试时，保持T2驱动信号的幅度为3.5 V，系统总功率由直流电压源上的数据计算得到，接收端功率由RL（=62 Ω）上的有效电压值计算得到，测试结果如图11所示。

图11 耦合距离与系统效率之间关系

由图11可知，小功率磁共振能量传输系统中，减小功放管的导通角（减小5%），系统的传输效率能够有所提高（提高0.4%左右）；收发线圈间的距离越小，系统的传输效率越高。测试结果表明，在发射线圈和接收线圈间距为20～50 mm时，系统的能量传输效率为56.4%～21.2%。

3 结论

本文提出的磁共振能量发射器，工作频率在1.95～2.28 MHz范围内连续可调，其波段覆盖系数为1.2，可以补偿因线圈间的距离变化而引起的系统共振频率的变化。在供电电源为+15V时，输出功率在0.6～7.86 W范围内连续可调；在发射线圈和接收线圈间距为20～50 mm时，系统的能量传输效率为56.4%～21.2%。