射频能量采集系统的谐波抑制技术∗

王义申 陈福远

（广东卓维网络有限公司 佛山 528200）

1 引言

整流电路作为射频能量采集系统的一个主要的能量转换部分，是能量传输过程中损耗。整流电路中影响变流效率的一个重要因素是谐波［1］。由于整流二极管本身所具有的非线性会导致高次谐波的产生，而高次谐波非常容易从耦合天线泄露出去从而降低整流电路的变流效率。所以在射频能量采集系统整流电路中，良好的谐波抑制设计不但能够抑制整流电路的高次谐波，还有助于提升整流电路的效率［2～3］。常用谐波抑制的方法是在天线和整流电路之间设置输入滤波器来抑制谐波，但是不恰当的滤波器的设计不仅会导致能量损耗的增加，还会使得系统体积增大，甚至会削弱射频天线的耦合能力［4］。

文献［5］通过对谐波抑制的天线进行优化设计从而省略了在整流电路前端设置用于谐波抑制的滤波器，但是这种设计增加了天线设计的复杂度，削弱了射频天线的耦合能力。文献［6］提出了一种具有对称结构的整流电路，以此来抵消整流电路在变流过程中产生的偶次谐波，通过仿真实验验证了这种整流电路在2.45GHz频段的能力传输效率达到60%，但是这种电路对奇次谐波抑制效果有限。

基于上述研究，本文提出一种在整流电路前端设置扇形枝节实现对3次谐波的抑制，并通过对称整流二极管的设计实现偶次谐波的抑制，从而避免了在整流电路中引入带通滤波器以提升射频能量采集系统的射频耦合效率。

2 谐波抑制原理

具有周期性的射频信号可分解为正弦波和余弦波［7～8］：

式（1）中an和bn的数学表达式分别为

由二极管组成的整流电路中，由于二极管的非线性器，电压和电流被限制在二极管阈值之内，这种电压或电流的时域突变会导致频域谐波的产生［9～10］。谐波的抑制可以通过合理的阻抗设计来实现。将谐波发生处的谐波反射系数设计为1，可以有效防止高次谐波通过耦合天线将能量泄漏出去，同时通过控制高次谐波和反射波的相位差，可以最终抵消谐波对输出电流的影响［11］。利用谐波产生处的高阻抗设计可实现谐波反射系数 ||Γ=1，此时谐波电压分量依旧存在，但是电流分量几乎为零，且可通过控制其相位差达到控制波形的目的；利用谐波产生处的低阻抗设计得到谐波反射系数|Γ|=-1，此时谐波电流分量依旧存在，但是电压分量几乎为零。这两种设计下电压和电流的乘积都几乎为零，这意味这能量消耗都很小，能够达到在获得较小能量消耗的前提实现谐波抑制的功能［12～13］。

3 滤波电路设计

3.1 电路整体结构

射频能量采集系统采样对称整流电路，电路原理如图1所示。

图1 所示的对称整流电路由30Ω匹配电路、前端谐波抑制电路、反向对称整流二极管以及直通滤波电路组成。

由于图1基于肖特基二极管的整流电路是完全反向对称，因此在输出负载上表现出的直流输出电压基本没有2次、4次等偶次谐波，但是3次谐波的幅值较大，难以有效提升变流效率［14］。因此需要在匹配电路的后端和整流电路的前端设置能够抑制3次谐波的电路。

3.2 滤波器设计

在图1所示的整流电路后端滤波电路主要是用于削除输出电压的波动分量以及高次谐波。通常这样的滤波电路设计为在整流二极管的输出端并联射频电容和0.25波动分量波长的电感微带线［15］。但是这样的设计不可避免需要使用过孔工艺，从而可能带来较为严重的电路寄生电容，无法保证批量制造过程中的变流效率的稳定性［16］。因此本文提出一种基于0.25波长的扇形带线已实现整流电路的前端滤波功能，电路如图2所示。

图2 中为保持与整流电路的阻抗匹配，S1为内阻设计为50Ω，S2的内阻和负载阻抗保持一致，设计为1.6KΩ。用工作频率分别为5.8GHz和11.6GHz的射频信号对滤波器的扇形带线进行仿真参数优化，经过反复测试得出最优的扇形带线半径为r1=3.49mm，r2=5.12mm，扇形角为120o。

3.3 滤波电路的参数整定

对上述原理分析进行总结，得出滤波电路结构如图3所示。

滤波电路的输入射频信号工作频率为5.8GHz，图3中黑色介质板厚度的设计值为0.035mm，真空电容率ε为2.55，损耗角δ为arctan0.0018。

为获得较好的谐波抑制效果，整流二极管的结电容、工作电压降以及寄生电容需要尽可能的小。基于上述考虑，结合工作可靠性和性价比需求，选用热载流子二极管MA4E1317作为整流二极管。此型二极管具有正向导通电压降低、反向击穿电压高以及结电容小等优点，其具体参数为：导通电阻4Ω、结电容0.02pF、导通电压降0.7V、击穿电压7V。整流二极管工作时的能量损耗计算公式为

式（3）中V0分别表示输出负载的端电压，显然在输入功率不变的前提下，V0和负载的输入阻值成正比关系。由式3可以得出能耗与V0成反比关系，而与负载没有直接联系。通常情况下二极管的反向电压升至为反向击穿电压的0.46倍便不在随着端电压的升高而继续增大，这导致二极管的反向端电压大于反向击穿电压的0.46倍时，整流效率会与负载成反比关系。由上述分析，能够量化二极管整流电路在直流输出电压到达最大值4.55V时获得最高效率0.8，此时输出直流电压为4.55*2=9.1V，此时负载阻值为

将输入功率设定为18dBm，当负载电阻为50Ω时，此时变流效率约为0.4。当负载电阻为1.6KΩ时输出电压为9V，变流效率约为0.8。当负载电阻继续增大，由于二极管的端电压不会继续增大，因此负载的端电压会继续维持在9.1V，因此变流效率会减小。由此，当负载电阻为1.6KΩ时，整流电路的效率最优。

将扇形带线引入整流电路中，针对匹配电路输出的3次谐波，在匹配电路内部设计了半径为r3的扇形带线，这样在没有增加电路复杂度的前提实现对奇次谐波的有效抑制。基于端口阻抗匹配的原则对扇形带线的半径的参数进行局部优化，以期获得最优的谐波抑制效果。得出的电路的主要整定参数如表1所示。

表1 滤波电路最优设计参数

4 实验验证

基于图3完成实验电路的制作，实物如图4所示。

在输入功率为18dBm、以5.8GHz为中心-15dB的射频信号输入的条件下，对电路谐波抑制进行仿真和实测对比测试，以验证实验电路的功能有效性。

由图5可以看出实验电路的实测和仿真结果的拟合度较高，说明仿真方法的有效性和电路在18dBm的输入功率所具有的谐波抑制性能。

对半径为r3的扇形带线引入电路前后的谐波抑制性能进行测试。对射频输入直流分量和谐波能量的分布对比仿真测试结果如图6所示。

由图6可以看出，在引入半径为r3的扇形带线后，3次谐波的抑制到-50dB，比为设置前有了约32dB的提升，这表明该扇形带线能够较好地对3次谐波进行抑制。

对负载输出地基频和谐波能量分布和输出电压的仿真结果分别如图7和图8所示。

由图7可以看出输出信号地高次谐波能量都在-35dB以下，这表明滤波线路地滤波效果较好。图8给出了输出电压的仿真波形，可以得出其波形已经趋于平缓，波动量大约4%，能够满足设计要求。

在1.6KΩ负载电阻和5.8GHz射频输入的实验条件下，对输出功率随输入功率的变化进行仿真测试，结果如图9所示。

对图9进行分析可知，当输入功率不超过18dBm，仿真结果和实测结果的整流效率基本一致，并在18dBm处达到实测最大值0.782，这与理论最优整流效率0.8十分接近。当输入功率超过18dBm，实测整流效率由于二极管反向电压不再上升而急剧下降。

在5.725GHz～5.875GHz的范围内改变射频信号的频率，对整流效率进行仿真和实测，结果如图10所示。

由图10可知，在整个实验频段，实测的整流效率不低于74%，并且在整流过程中的能量损耗较小，满足设计要求。

5 结语

本文对射频采集系统的谐波抑制原理进行研究，提出基于对称二极管整流电路的扇形带线的谐波抑制电路设计。该电路利用对称二极管整流电路对偶次谐波进行有效抑制，随后通过优化设计的扇形带线对3次谐波进行高效抑制。该设计的优势在于使得整流电路前端的带通滤波器得以省略，简化了电路结构，也提高了电路的工作稳定性。通过实验证明，该电路在试验条件下的整流效率最高能够达到78.2%，并且具有良好的输入信号频率适应性。

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