集成触发器控制的三相整流电路闭环系统设计

2018-06-08齐以年李亚东贺博

综合智慧能源 2018年4期

齐以年，李亚东，贺博

(1.南京国电南自电网自动化有限公司，南京 211100； 2.国网兰州供电公司，兰州 730050；3.西安交通大学电气工程学院，西安 710049)

0 引言

整流电路是电力电子技术中出现最早、原理相对简单的一种电路结构，其作用是将交流电能变换为直流电能供给直流用电设备。三相桥式全控整流电路输出直流电压的脉动小、易滤波且三相负载平衡，适用于整流负载容量较大或要求快速控制的场合，是目前应用最为广泛的整流电路[1-2]。为简化对三相整流电路的控制，同时提高电路的稳定性，市场上出现了集成的三相触发器模块。本文涉及的集成移相触发器内部集三相电相位检测电路、移相电路、控制电路和触发电路于一体，在配套的三相同步变压器模块支持下，不需外接隔离驱动或电源模块[3]，用0～5 V DC信号自动控制或电位器手动控制，可输出3路或6路导通角可改变的可控硅强触发脉冲，触发可控硅，实现移相调压。本文主要研究了集成移相触发器SX-JKZE控制的三相桥式全控整流电路的闭环系统设计，为集成移相触发器能够更好地应用于整流电路提供参考。

1 系统设计

1.1 整流环节传递函数

在对三相桥式全控整流电路进行闭环控制时，将整流桥与集成移相触发看作一个环节。在应用线性控制理论对系统进行控制时，首先要求出此环节的传递函数。由于桥式整流与其移相触发是非线性的，为了简化其控制系统的设计，往往在一定的工作范围内对其进行线性近似，这样也可以得到很好的控制效果。对于感性比较小的负载或纯电阻性负载，移相触发器的输入电压Vc与整流桥的输出平均电压Ud的关系为可以概括为以下分段函数形式

(1)

式中：Ud为整流桥输出电压的平均值，V；U2为三相交流电源输入电压的有效值，V。

Ud=f(Vc)的关系曲线如图1所示，由图1可以看出，Vc与Ud呈明显的非线性关系。整流桥与移相触发环节的增益Ks可由此曲线的斜率得到

(2)

为了得到Vc与Ud的近似线性关系，用最小二乘法对曲线Ud=f(Vc)进行线性拟合，可以得到整流桥与移相触发环节的增益Ks=191。

图1 移相触发器输入电压与整流桥输出电压的关系

由晶闸管的特性可知，一旦移相触发器发出脉冲使晶闸管导通，直至晶闸管关断之前，晶闸管就一直处于导通状态，在此期间，移相触发器输入的电压信号不再对晶闸管产生任何作用，直至晶闸管关断后下一次发出脉冲控制其导通，才能影响整流桥的输出电压，因此，整流桥的输出电压始终滞后于输入移相触发器的控制电压，如图2所示(图中：α为移相触发器触发角)。于是，可以将整流桥与其移相触发器看成一个滞后环节，其滞后效应是由晶闸管的失控时间toc所引起的[4]。

图2 整流输出电压与移相触发器控制电压波形关系

显然，toc与Vc有着非常密切的关系，toc随着Vc的变化而改变，最大失控时间tocmax为2个相邻的自然换相点之间的时间，即与输入的交流电源的频率和整流电路的拓扑结构有关，最大失控时间tocmax由下式确定

tocmax=1/(mf) ，

(3)

式中：f为交流电源的频率，Hz；m为一个周期整流桥输出的直流电压的脉波数。

失控时间一般可取toc=tocmax。用单位阶跃函数ε(t-toc)表示整流桥对移相触发器输入的滞后，则整流桥输出Ud(t)与移相触发器输入Vc之间的关系为

Ud(t)=KsVcε(t-toc) 。

(4)

对式(4)进行拉普拉斯变换，则整流桥与移相触发器环节的传递函数为

(5)

对式(5)进一步简化，将其用泰勒级数展开，可以得到

(6)

考虑到式(6)中toc比较小，可以忽略toc的高次项，则整流桥与移相触发器环节的传递函数W(s)可以近似成一阶惯性环节，其表达式为

(7)

式中：Ks为191；toc取最大失控时间3.3 ms。

图3为三相桥式全控整流电路输出与其移相触发输入的关系框图。

图3 整流电路输出与移相触发输入的关系

1.2 系统闭环参数设计

采用比例积分(PI)控制器的整流系统结构如图4所示。整流桥输出的电压经电感、电容滤波后由测量电路进行信号调理，与参考信号Vref1比较做差后输出给PI控制器，误差信号经PI控制器运算后输入移相触发器。PI控制器通过调节输出电压信号的大小改变移相触发器触发角的大小，使调理信号后的反馈信号与参考信号相等，使输出电压稳定。

图4 三相桥式全控整流电路PI控制系统

由前面的叙述可知，三相交流电源、移相触发、三相桥式全控整流以及滤波环节的传递函数可近似为W(s)。记信号调理电路的传递函数为H1(s)，记PI控制器的传递函数为Gc1(s)，则整个整流环节的控制系统的数学模型如图5所示。

图5 三相桥式全控整流电路控制系统数学模型

未加校正环节，即Gc1(s)=1时，控制系统的开环环路增益t1(s)为

(8)

由式(8)可得，未加PI校正环节的原始系统开环环路增益Bode图如图6所示，系统的穿越频率ωc1=372 rad/s，相位裕度为129°。

校正后系统的Bode图如图6所示，其在低频段有较高的增益，穿越频率为1 810 rad/s，相位裕度为108°，系统是稳定的，但校正后的系统比原系统的穿越频率高，因此响应速度也较快[5-7]。

图6 校正前、后整流控制系统开环环路增益Bode图

1.3 系统软启动电路设计

对整流电路进行PI闭环控制时，启动时整流桥的滤波电容两端输出电压为0，经信号调理并与参考信号比较的反馈信号也为0，误差信号为最大值。由于积分的作用，PI控制器输出的电压信号为最大饱和值，此最大饱和电压信号输至移相触发器，使整流桥的导通角处于最大状态，整流桥将会输出最大的电压，导致整流桥末端的滤波电容短路，严重时可能会损坏电路中的器件。为避免这种情况的发生，希望在开始时滤波电容两端的电压缓慢上升，使其有一个预充电过程，预充电完成后系统再进行闭环控制，使输出电压达到所期望的值。

由图1可以看出，在允许的移相触发器输入电压范围(0～5 V)内，整流桥的输出电压随移相触发器输入电压的增大而增大。因此，在整流电路的启动阶段，给移相触发器输入一个由小缓慢增大的软启动信号，软启动完成后，再由PI控制器输出的信号控制移相触发器的输入。在此过程中，因为软启动信号由小变大，而PI控制器最初输出最大值，整流桥输出高于目标电压值(500 V)后，PI控制器的输出电压信号会减小。所以，在整个控制过程中，只要软启动信号的最终值对应的整流桥的触发角为最小值，移相触发器的输入取软启动信号和PI控制器输出信号中的较小者，当软启动信号与PI控制信号两者相等时，完成由软启动向闭环控制的切换，这样既能完成软启动，又能实现系统的闭环控制，其控制原理如图7所示。

图7 带软启动的整流电路控制原理

2 测试结果及分析

图8为整流电路软启动控制信号的电压波形，图9为由运算放大器构成的整流电路PI控制器输出电压波形与移相触发器的输入电压波形。

图8 整流电路软启动控制信号波形

图9 整流电路PI控制器输出波形与移相触发器输入波形

从图8和图9可以看出，在整流电路运行的控制过程中，将PI控制器输出的电压信号与软启动电路输出的电压信号相比较，取其中的较小者作为移相触发器的输入。发送整流指示后，开始时由于信号调理后所反馈电压信号为0，PI控制器输出最大饱和值，随着软启动信号从0逐渐增大，当输出电压超过一定值时，PI控制器的输出信号减小，移相触发器的输入信号由软启动信号控制，直到PI控制器的输出信号小于软启动信号，移相触发器的输入信号切换到由PI控制器的输出信号控制，系统此后进入闭环控制。从图9可以看出，系统进入闭环控制状态后，PI控制器输出电压基本恒定，系统处于稳定状态。

图10是整流桥经滤波后的输出电压波形，启动后，输出电压由0开始缓慢上升，完成了电路的软启动。软启动完成后，切换到闭环控制，输出电压达到稳态时输出值为500 V。电路在整个工作过程中过冲很小，运行平稳，系统的电压误差很小，输出的纹波也很小。

图10 整流环节主电路输出电压波形

为了便于对比，图11给出了用Simulink仿真带软启动与直接闭环控制时整流环节输出的电压波形。对比2个波形可以看出：带有软启动的控制方案消除了启动时所产生的电压冲击，整流环节输出的电压从零开始平缓地增大，电路进入闭环控制后，达到稳态时输出电压稳定为500 V，整个过渡过程也比较短暂，设计的PI控制参数合理；没有软启动直接闭环控制时，启动时的冲击电压达到额定电压的2倍[8-9]。