VXI机箱电源主功率电路反馈控制环路设计

顾 君， 门秀萍， 王 俊

（1.中国电子科技集团公司第41研究所， 安徽 蚌埠 233006；2.安徽财经大学管理科学与工程学院， 安徽 蚌埠 233030）

VXI总线系统[1]以其数据传输速度快、组建灵活、系统体积较小、性能价格比高、平均无故障时间(MTBF)长等优点迅速发展起来。市场上最常见的是C尺寸的VXI总线系统，在VXI总线系统研制过程中，VXI机箱电源作为VXI机箱的一部分，为系统提供总体供电，是整个系统的动力核心。C尺寸VXI机箱电源输出电压和输出电流要求如表1所示。由于VXI机箱电源最大输出功率可达1100W，最大电流输出能力高达90A，在设计中不仅要解决低电压、大电流、高功率和低纹波的技术难点，还需要解决在VXI总线仪器（模块）热插拔，输入电压以及输出电流（负载）急剧变化时，电源反馈控制环路的稳定性设计问题。

设计的C尺寸的VXI机箱电源主要由输入电路、主功率电路和待机电路三部分组成。输入电路部分包括整流滤波电路和PFC电路。整流滤波电路主要功能是将220V交流电压经过整流滤波变成300V的直流电压；PFC电路是将输入整流滤波的直流电压经PFC变换后变成400V的直流电压，并改善输入功率因数。主功率电路主要包括双管正激变换器电路、控制电路、反馈电路和输出电路。双管正激变换器电路由开关管和变压器等组成，主要完成功率变换和传递。控制电路由脉宽控制器(PWM)电路以及校正器电路等电路组成，脉宽控制器(PWM)电路采用PWM控制芯片提供驱动脉冲去控制开关管的导通和关断，将400V直流电压变换为交变的脉冲电压，经变压器隔离变换，得到所需的次级交变电压。校正器电路主要功能是对电压环路增益和相位进行校正，从而完成整个闭环反馈系统的稳定性设计。反馈电路主要通过对主路（+5V/90A）的输出电压进行采样和负反馈后，去调节输出占空比，从而控制开关管的导通和关断。输出部分主要包括输出电压的整流滤波和稳压电路，使其成为纯净的直流电压，为提高输出电压纹波指标，副路-2V，-5V，±12V，±24V采用磁放大器电路进行稳压控制。待机电路是一个反激变换器拓扑组成的开关电源，采用TOP200YAI作为PWM控制器，不仅提供待机输出，而且给功率控制电路提供辅助供电。

表1 C尺寸VXI机箱电源模块输出电压和输出电流要求

二、主功率电路反馈控制方案

功率电路常用控制方法有以下3种：（1）脉宽调制方法，（2）脉频调制方法，（3）PWM 和 PFM 混合调制方法。因为VXI机箱电源大多工作在较重负载，且要求噪声低、效率高，综合考虑三种控制方法的优缺点，在VXI机箱电源主功率电路中采用更为广泛的PWM控制方法作为控制方法，副路输出采用磁放大器后级稳压，降低输出纹波和噪声。要依靠上述的PWM控制方法获得稳定的直流输出，除了设计相应的控制电路外，还需要引入反馈环路。常用的反馈方法有正反馈和负反馈两种，由于正反馈在控制时，反馈控制环路得不到收敛，无法稳定，所以在功率电路的设计中不采用正反馈，而是采用负反馈。功率电路中一般包括两个基本的反馈控制环路：电压反馈控制环路（简称电压环路）和电流反馈控制环路（简称电流环路）。电流型PWM控制环路是在传统的电压型PWM控制环路的基础上，引入电流反馈控制环路，将原来的电压单环控制改进为电压、电流双环控制，即一个电流内环控制和一个电压外环控制，以提高功率电路的动态响应性能。由于VXI机箱电源主功率电路对反馈控制环路的稳定性和动态响应特性有较高的要求，在设计中选用电流型PWM控制方法。本文的VXI机箱电源主功率电路反馈控制环路如图1所示。

图1 VXI机箱电源主功率电路反馈控制环路

三、主功率电路反馈控制环路参数计算

VXI机箱电源主功率电路的反馈控制环路由脉宽调制器、反馈网络、输出LC滤波器和校正器所组成。本文的主功率电路的工作频率f为100kHz，则T为10μS，取穿越频率fco为20kHz，共由7路电压输出，其中主路输出电压5V采用闭环控制，其它副路6路电压采用开环输出，用磁放大器对副路电压进行稳压调整，本文以主路输出电压5V，最大输出电流Iomax=90A，纹波电压Vo’要求小于50mV（本文取Vo’=20mV）为例，分别对脉宽调制器、反馈网络、输出LC滤波器和校正器的增益裕量和相位裕量进行反馈控制环路设计。

（一）脉宽调制器

本文采用安圣美半导体公司的电流控制型脉宽调制器UC3845作为主功率电路控制核心，具有高达500kHz的开关频率、大图腾柱输出电流等特性，是驱动功率场效应管的理想器件，其最大输出占空比为0.5，由于主路输出电压为5V，输出电流高达90A，则输出电流取样电阻Rs取为0.001Ω，采用10个0.01Ω的3W电阻并联，变压器次级电压VSP一般取11V，由文献[2]可得，脉宽调制器增益Gm为：

（二）电压反馈网络

对于UC3845，其电压误差放大器的参考电压为2.5V，而输出电压是5V，故反馈电阻R3=R4，R3、R4取3.24kΩ。所以电压反馈网络的增益GS=-6dB。

（三）输出LC滤波器

首先，根据设计要求计算出输出滤波电感L和输出滤波电容C的值，同时画出输出滤波器的增益特性曲线。本文输出LC滤波器的等效电路如图2所示。

图2 LC滤波器等效电路

从上面等效电路可知，LC输出滤波器的传递函数为：

其次，将LC滤波器增益与脉宽调制器增益和反馈网络增益相加，即：Gt=GLC+Gm+GS，则整个Gt的增益如图3所示。

图3 整个控制系统的开环增益曲线

在理想情况下，LC滤波电路的最大相位滞后180°，由于滤波电容存在等效串联电阻Re，在fe处的零点使穿越频率fco的相位滞后为：

（四）校正器

通过前面的计算、分析可知Gt在穿越频率fco处的增益不等于零，因此若不增加校正器则该反馈控制环路系统不稳定。在自动控制原理[3]中，有三种常用的校正装置（校正器）：（1）串联超前校正器；（2）串联滞后校正器；（3）串联滞后-超前校正器。由于本文中所用的输出滤波电容不是零等效串联电阻的电容（Re≠0），而且在穿越频率fco的相位滞后为93.5°，串联超前校正器只有63.5°的相位调节空间，而串联滞后校正器有236.5°的相位调节空间，为了使反馈控制环路系统稳定，我们使用的具有滞后相角的校正器来实现相位校正，其等效电路如图1所示，其传递函数如式（1）所示。校正器的增益曲线（幅频曲线）如图3所示。在图3中，Gt在穿越频率fco处的增益是-27.2dB，则误差放大器在穿越频率fco处的增益必须为27.2dB。由20logK=27.2，可得：K=22.9。误差放大器增益曲线的水平部分（从fz到fp频率段）的增益为R2/R1，如果R1取为1kΩ，则R2取为 11.7kΩ（实际取 11.5kΩ）。

同理：

校正器的总的相位滞后（θT）由三部分组成，误差放大器反相输入引起的180°相位滞后，初始极点fp0引起的90°相位滞后以及零点fz引起的相位超前和极点fp引起的相位滞后。具体计算公式如下：

由于 K=4，故：θT=208°。

整个反馈控制环路开环增益和相位裕量分析：

将曲线Gt与校正器的增益曲线相叠加，得到整个反馈控制环路的增益曲线如图3中ABCDE折线所示，从图中可以看出开环穿越频率fco处所处的中频段的斜率为-20dB/dec，而且保证了中频段有足够的宽度。整个反馈控制环路的相位裕量为：360°-93.5°-208°=58.5°，故相位裕量满足设计要求。因此该反馈控制环路稳定。

四、主功率电路反馈控制环路试验验证

为了进行VXI机箱电源的反馈控制环路的设计验证和优化，特别稳定性和动态响应性能，设计过程中在样机上做了大量的试验（包含常温和高、低温等试验），本文分别给出了以下两个代表性的常温试验：

（一）在输入电压从低端变化到输入电压高端，以及负载在空载、半载和满载情况下，用示波器测试主路输出电压5V的输出纹波和噪声，来测试主功率电路反馈控制环路的稳定性。

（二）通过切换输出负载从10%到90%负载以及90%到10%负载来测试VXI机箱电源主路输出电压5V的输出波形来观察主路5V输出电压的动态响应性能。

图4是VXI机箱电源的主路输出电压5V在输入电压和输出负载变化情况下的输出噪声和纹波测试波形，示波器每格为20mV，输出噪声约为25mV，输出纹波约为10mV，由测试波形可得，主路输出电压5V在上述变化下均没有出现振荡现象，反馈控制环路稳定。

图5a是VXI机箱电源在负载从10%到90%切换时5V输出电压波形，图5b是VXI机箱电源在负载从90%到10%切换时5V输出电压波形，当负载进行切换时，输出电压在1ms以内就已经恢复到5V±0.3V，故反馈控制环路动态响应速度快，而且在负载变化时反馈控制环路系统稳定。

五、总结

图4 主路输出电压5V的噪声和纹波

图5 a 负载从10%到90%切换时5V波形图

图5 b 负载从90%到10%切换时5V波形

本文以VXI机箱电源主功率电路反馈控制环路为主要研究对象。设计中介绍了一种C尺寸的VXI机箱电源的输出电压和输出电流要求，并给出VXI机箱电源总体方案，通过对主功率电路的控制方案和反馈方案进行选择，选取电流型PWM控制方案作为主功率电路反馈控制设计方案，并进行反馈控制环路参数设计和试验验证。结果表明，主功率电路反馈控制环路稳定。

参考文献：

[1]李 智.VXI总线军用发动机自动测试系统软件设计[J].电子科技大学学报，1997，17（1）：1-6.

[2]王志强，肖文勋等.开关电源设计 [M].电子工业出版社,2010.

[3]胡寿松.自动控制原理[M].国防工业出版社，2000.