基于混频调制的新型电力电子变压器

舒良才, 陈　武， 王　琛， 马大俊， 蒋晓剑， 魏　星

(1. 东南大学先进电能变换技术与装备研究所， 江苏省南京市 210096； 2. 国网连云港供电公司， 江苏省连云港市 222000；3. 南京南瑞继保电气有限公司， 江苏省南京市 211102)

0　引言

电力电子变压器(power electronic transformer,PET)是一种基于电力电子变流技术的新型电网配电变压装置，不仅可以替代传统的工频变压器，还具有灵活多变的可控性和多种交直流端口，可方便灵活地接入各种分布式能源、储能和负荷，以及应用于交直流电网的互联。PET有望在智能配电网和能源互联网中得到广泛应用[1]。

目前已提出了多种PET拓扑结构[2-15]，根据电能交直流变换级数(如AC/AC,AC/DC和DC/AC)的多少，其电路拓扑一般分为双级型、三级型和四级型三种类型。双级型拓扑结构最简单，可以实现较高的功率密度，但输入/输出交流侧均无直流环节，电流控制困难，且无法实现与各种直流负荷、储能及直流微电网的互联[2-3]；三级型拓扑在输入或输出交流侧中有直流环节，带直流环节级可以使用单向开关，另一级则必须使用双向开关，电流控制复杂[4-7]；四级型拓扑在输入和输出交流侧中均有直流环节，各功率级之间实现控制解耦，控制策略简单成熟，同时可实现与各种直流负荷、储能及交直流电网的互联，但多级电能变换需要较多的功率元器件及相应的驱动器、辅助电源等，导致系统效率低，功率密度低，成本高[8-16]。但由于四级型PET拓扑功能上的优势及技术上的成熟，目前仍是工程与研究中的主流拓扑，国内外的PET工程几乎都是基于四级型拓扑结构[17]。

受限于目前商用半导体开关器件耐压电平，对应用于中高压配电网的PET来说，其高侧压的AC/DC变换拓扑主要使用级联H桥变流器(cascaded H-bridge,CHB)和模块化多电平变流器(modular multilevel converter,MMC)两种。国外的ABB,ALSTOM,BOMBARDIER等公司均研制了基于CHB拓扑的机车牵引用单相PET样机，美国北卡莱罗纳州立大学先后研制了三代基于CHB拓扑的PET样机[11]。国内的中科院电工研究所、许继电气、西安交通大学等均研制了基于MMC拓扑的中压配电网用10 kV交流PET样机。但无论是基于CHB还是MMC的四级型PET，即使优化每一级变换环节使其效率达到99%，分析与测试表明输入与输出交流侧的变换效率也仅为96%[5]，离传统工频配电变压器超过99.1%的效率还有较大差距。与此同时，多级变换需要大量的功率元器件及相应辅助电路，导致PET的体积远大于工频配电变压器的体积，如中科院电工研究所研制的10 kV/750 V/1 MW的交流PET样机(不包括低压侧的逆变器)的体积为28.98 m3 [18]，而一般的10 kV/380 V/1 MW交流干式配电变压器体积约为2.9 m3[19]。

综上所述，虽然四级型PET在功能上具有很强的优势，但多级功率变换需要的功率元器件数量多，导致运行效率低、功率密度低，难以实现大规模地推广使用。因此，如何减少PET的功率变换级数，提高运行效率与功率密度，同时还要保持其可与各种直流负荷、储能及交/直流电网互联等优点，已成为PET大规模工业应用面临的一个重要挑战。

本文提出了一类新型的基于混频调制方法的PET拓扑及控制方法，在减少变换级数，提高功率密度的基础上，仍具有多个输入/输出端口，可适用于智能电网等多种应用场合。本文介绍了该PET的拓扑结构及工作原理，给出了具体的参数设计方法及控制策略，并对所提PET拓扑和控制策略进行了仿真验证。

1　新型PET电路拓扑

1.1　混频调制与功率解耦方法

为减少电力电子变压器的变换级数，不妨由MMC/CHB直接将工频交流电压转换为高频交流电压，经由高频变压器进行功率传输。因此，这里引出混频调制的概念。如图1(a)所示，某桥臂由N个全桥子模块(FBSM)构成，其调制波由工频交流电压信号与高频交流电压信号混合构成。若假设该桥臂中每个子模块的电容电压保持稳定，且忽略其开关频率次谐波，那么该桥臂可等效为工频交流电压源与高频交流电压源串联而成。

图1　混频调制与功率解耦等效电路Fig.1　Equivalent circuits of mixed-frequency modulation and power decoupling

尽管通过混频调制使一相桥臂同时产生了工频与高频交流电压，但需要对两个耦合的电压进行解耦，才能完成功率的传递，下面引入功率解耦的策略。如果电压v(t)、电流i(t)分别由不同频率的正弦量组成，其有功功率P可以定义为电压、电流瞬时值乘积的平均值，如式(1)所示。即

(1)

式中：θn和φn分别为角频率为ωn的电压分量和电流分量的相位；Vn和In分别为其电压和电流的有效值。

根据三角函数的正交性，由非同频的电压、电流相乘得到的有功功率之间没有耦合关系，其大小和方向都是可以独立控制的，即功率之间可以实现解耦控制。

因此，构造如图1(b)所示的阻抗支路A和支路B，其中，Zl为低频阻抗电路，对低频电压val表现为低阻抗，对高频电压vah表现为高阻抗；Zh为高频阻抗电路，对val表现为高阻抗，对vah表现为低阻抗。那么，在支路A可得到工频电压，即可接入交流电网;而支路B可得到高频电压，可连接高频变压器传输功率。需要说明的是，这里的阻抗电路既可以是由电感电容构成的无源电路，也可以通过控制子模块实现。

将上述思想应用于单相级联H桥中，得到如附录A图A1所示的拓扑结构，其中低频阻抗支路为滤波电感Lf，高频阻抗支路由谐振电感Lr与谐振电容Cr组成。单相级联H桥的调制信号为图中的um，由工频交流调制信号uml与高频交流调制信号umh(此处取高频方波作为示例)。其中工频调制信号uml用于中压交流侧电流控制;高频调制信号umh则用于产生高频交流电压，经过高频变压器进行功率传递。由于高频阻抗支路对工频电压表现为高阻抗，因此高频阻抗支路两端电压为工频电压，从而在高频变压器原边得到了高频交流电压，经由全桥电路整流输出直流电压vo。同时，由于高频阻抗支路谐振频率恰好等于变压器副边H桥的开关频率，因此电路工作于准谐振点，变压器上电流为高频正弦波形。

1.2　主电路拓扑

进一步地，将上述原理应用于三相CHB中，本文提出了一种新型的基于混频调制的PET拓扑结构，如图2所示CHB1部分(由中压交流级与低压直流级构成)。其中，中压交流级采用CHB结构，各相桥臂均并联，由谐振电感Lri、谐振电容Cri与高频变压器Tri(i∈{a,b,c})组成的高频阻抗回路。每相桥臂同时产生工频与高频交流电压，通过高频阻抗支路进行功率解耦，经由高频变压器将功率传输至低压直流级，再由H桥电路进行整流输出。在高频交流电压传输过程中，由于Lri与Cri组成了串联谐振电路，可使得低压直流级H桥开关管工作在零电流开关状态，有助于减小开关损耗，提升变换效率。

可见，CHB1拓扑可直接实现中压交流侧与低压直流侧的功率交换，省去了四级式结构中的中压侧一级功率变换。为进一步减少变换级数，可将上述的混频调制与功率解耦原理进一步拓展，可得到如图2中CHB2部分所示的PET拓扑。其中，中压交流级和低压直流级与CHB1拓扑完全一致，但对低压直流级H桥也进行混频调制，同时生成高频交流电压与工频交流电压，通过低压交流级中的低频交流回路进行解耦，从而在实现低压交流与低压直流端口输出的同时省去DC/AC的一级变换。其中，a1，b1，c1桥臂构成一组低压三相交流输出，而a2，b2，c2桥臂构成另一组低压三相交流输出。两组低压交流输出可同时使用，也可以只使用其中一组。需要指明的是，由于各端口均是解耦的，可独立控制，所提出的拓扑结构仍能实现中压交流侧与低压交流侧的无功功率补偿、电能质量治理等功能。

图2　新型PET拓扑结构Fig.2　Topology of proposed PET

所提PET拓扑的简化功能结构分别如附录A图A2(a),(b)所示。其中，在附录A图A2(a)中增加了一级低压逆变器以提供低压交流端口，并且由于所提出的拓扑结构采用了CHB结构，第1级能级变换拓扑仍具有直流输出端口。可见，本文提出的PET拓扑在保留多输入/输出端口的同时大幅减少了功率变换级数。

1.3　主电路等效电路分析

本节将建立具体的PET等效电路，做进一步分析。由于电网侧滤波电感和高频阻抗回路均能滤除开关频率次谐波，此处分析时忽略开关频率次谐波成分。

1)CHB1拓扑

CHB1拓扑的中压交流级等效电路如附录A图A3所示，设中压交流侧中性点N为电压参考点，假设各元器件均为理想元器件，则每相桥臂电压等效为vil+vih(i∈{a,b,c})。

由于谐振电感Lri与谐振电容Cri构成的谐振回路的谐振频率与高频电压源vih频率一致，可近似认为该谐振支路对工频交流电压表现为无穷大阻抗，对高频电压表现为零阻抗。那么，对中压交流侧列写基尔霍夫电压方程。即

(2)

根据式(2)，若其中vah≠vbh≠vch，那么在电流ia，ib，ic中必然存在高频分量，这意味着电网侧电流的总谐波畸变率(THD)升高。因此，必须保持每相桥臂中的高频电压分量vah=vbh=vch，以保证电网侧电流中不会混入高频电流分量。

同样，对高频阻抗支路，已知谐振电感Lri与谐振电容Cri构成谐振回路对低频电压表现出极大的阻抗，那么低频电压将全部降落在谐振回路上，因此，高频变压器原边电压vTrip与桥臂电压中高频分量vih的关系为：

vTrip=vihi∈{a,b,c}

(3)

由于CHB采用的是FBSM，假设每个子模块电容电压为VSM,ref，那么每个桥臂单元参考电压范围可表示为[-NVSM,ref,NVSM,ref]。可知每相桥臂的模块数量N为：

(4)

式中：vimax为所接入的交流电网相电压峰值；vTripmax为高频变压器原边电压峰值。

下面分析vTripmax与输出直流电压vdc的关系。

在CHB1拓扑中，每相桥臂高频交流电压采用方波，低压直流级H桥电路采用同步整流方式。假设变压器原副边匝比为1∶K，即vTripmax=vdc/K，那么式(4)可进一步表示为:

(5)

2)CHB2拓扑

CHB2拓扑的中压交流级的分析与CHB1相似，仅高频方波电压替换为高频正弦电压，这里不再赘述，下对低压级电路进行等效分析。CHB2低压级部分等效电路如附录A图A4所示，采用相似的分析方法，可知仅当高频电压源vaoh=vboh=vcoh，低压交流输出中才没有高频交流电压谐波混入。同样的，仅有两个低压交流输出端口线电压相等，即vab1=vab2(vbc1=vbc2,vca1=vca2)时，高频变压器的副边回路中才不会串入低频交流成分。需要说明的是，当仅使用一个低压交流输出端口，例如只使用ao1，bo1，co1，那么等效电路中高频回路与低频回路不存在共同回路，因此，不存在不同频率次谐波串扰的问题。但当仅使用一组低压交流输出时，低压级每相H桥中仅有一个桥臂参与了低压交流输出电压的调制，该桥臂电流应力将大于另一组桥臂，损耗有所增加，在进行散热器的设计时需要额外考虑。

在CHB2拓扑中，式(4)中的vTripmax需要综合考虑低压级H桥调制度与输出电压，以及变压器原副边电流大小确定。而对于低压级H桥，在逆变过程中同时进行了高频与低频电压的调制，其调制度可表示为：

(6)

式中：vohmax为高频电压峰值，即变压器副边电压峰值；volmax为输出低频交流电压峰值，即低压交流输出相电压峰值；vdc为输出直流电压；n为输出低压交流端口数量，n可取0,1,2。

2　控制策略

基于上述等效电路分析，本节分别介绍CHB1与CHB2拓扑的控制策略。

2.1　中压级控制策略

对于中压交流级控制，根据1.3节分析，只要每相桥臂生成的高频电压是一致的，那么在交流电网侧就不会混入高频谐波。因此，本文采用基于电网电压定向的矢量控制策略，如图3所示。其中，电压外环采用CHB每相子模块电容电压平均值作为反馈控制，内环为电网电流控制。双闭环的输出结果解耦后，进行三相/两相坐标系变换，生成基本的三相桥臂调制信号,CPS-SPWM表示载波移相调制技术。

图3　PET中压交流级控制框图Fig.3　Control diagram of MVAC stage in proposed PETs

对于CHB1拓扑，在三相桥臂的调制信号中叠加高频方波信号uh1，以产生高频方波电压。但由于其低压级H桥采用的是同步整流方式，不具备电压调节能力，因此需要在中压交流级中增加输出电压闭环调节所加入的方波uh1的电压峰值，从而调节变压器原边电压，实现对低压直流输出电压vdc的控制。对于CHB2拓扑，则在基本的三相桥臂电压调制信号中叠入高频正弦信号uh2。

2.2　低压级控制策略

图4　CHB2拓扑低压级控制框图Fig.4　Control diagram of LV stage in CHB2 topology

3　仿真验证

为验证本文所提出的混频调制的PET拓扑及控制策略，采用附录B表B1中的参数分别对CHB1拓扑与CHB2拓扑进行Simulink仿真验证。其中，由于CHB2拓扑低压级全桥需要同时进行高频交流电压与工频交流电压的调制，其低压直流输出电压稍高于CHB1拓扑。CHB1拓扑高压交流级混入的高频方波电压幅值为6 000 V，CHB2拓扑高压交流级混入的高频交流电压幅值为3 000 V，因此CHB1拓扑高压交流级子模块个数多于CHB2拓扑。

3.1　CHB1拓扑

按照附录B表B1中参数，在Simulink中对CHB1拓扑进行仿真。直流输出电压波形如附录A图A5(a)所示，低压直流输出电压稳定在750 V，纹波小于0.2%。交流侧三相电流波形如图A5(b)所示，其THD小于1%，且功率因数保持为1。如图A5(c)所示，每相子模块电容电压在750 V处波动，电压波动小于10 V。高频变压器原边电压、电流波形如图A5(d)所示，在前文所述的控制方式下，每相桥臂、谐振回路与高频变压器及输出侧H桥电路构成谐振变换器，根据变压器电压电流波形可知，输出侧H桥开关管均工作于零电流开关状态，有助于减小损耗，提升变换效率。

3.2　CHB2拓扑

按照附录B表B1中的参数，在Simulink中对CHB2拓扑进行仿真，其中压交流级仿真结果与CHB1拓扑类似。高频变压器副边电压、电流波形如附录A图A6所示，CHB2拓扑中低压级H桥采用SPWM方式进行调制。高频电流波形中不含有工频电流成分，符合2.3节中的分析，验证了该PET拓扑的可行性。

为验证所提拓扑在实际功率突然反向状况下的动态性能，令低压直流输出端口功率在0.5 s时，由输入400 kW跳变为输出200 kW，低压交流端口传输功率不变，仿真结果如附录A图A7所示。在功率发生跳变时，低压直流电流由1 000 V下降至853 V，并在0.3 s内，恢复到1 000 V。中压电网侧三相交流电流在0.2 s内，由输入24.5 A变化为输出24.5 A。三相子模块电容电压突降至672 V，然后恢复到750 V。并且，在动态调节过程中，低压交流输出端口电压峰值基本保持不变，高频变压器Tra原边电流由69.4 A降为0，再升高恢复至69.4 A。

因此，经过Simulink仿真验证，两种电力电子变压器均能在使用较少的变换级数的条件下，实现多端口输出，并能对功率变换进行实时动态调节。

4　拓扑优势对比

首先考虑由中压交流到低压直流的电压变换，将所提出的CHB1拓扑与CHB型[5]、MMC型[9]电力电子变压器在下列电气参数下进行对比分析：中压交流线电压为10 kV，低压直流母线电压为750 V，低压交流线电压为380 V，子模块电容电压为750 V，传输功率为500 kW。三种拓扑结构的调制度设置为0.8。考虑到经济性与器件耐压要求，此处采用器件耐压为1 200 V的绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。

器件数量对比结果如表1所示，CHB1拓扑所使用的开关管数量仅为CHB型与MMC型电力电子变压器的60%。但其中需要指明的是，在相同的传输功率下，CHB1拓扑开关管的电流要大于CHB型与MMC型电力电子变压器，尤其是DC-DC级开关管需要使用大电流IGBT(表中开关管数量额外注明)。按500 kW的总传输功率计算，CHB型与MMC型拓扑结构中AC-DC级所使用的开关管最大电流为50 A，而所提的CHB1拓扑要求开关管最大电流为100 A。但两种IGBT的体积相差很小，功率器件的体积主要还是散热装置、驱动与辅助电源。另一方面，由表1可见，在应用混频调制策略后，CHB1拓扑DC-AC级子模块数相比于另外两种拓扑是有所增加的，但由于DC-DC级子模块数的减少，总体上模块数量仍然少于CHB型与MMC型拓扑。根据文献[18]提供的数据，功率器件占总体积的比例较大，可达62%，因此，所提出的CHB1拓扑显著减少了开关器件数量，将会提高电力电子变压器的能量密度。

表1　三种类型PET拓扑对比结果Table 1　Comparison of three PET topologies

根据表1中的数据，CHB1拓扑高频变压器的数量远小于CHB型与MMC型拓扑。由于三种拓扑中变压器的原副边均需要满足35 kV的绝缘要求，CHB1拓扑中较少的变压器个数将有利于减少绝缘材料的使用。但需要注意到，高频变压器在总体积中的占比较小，根据文献[18]提供的数据，其高频变压器体积仅占总体积的4%，并且由于传输的总功率是相同的，因此，三种拓扑中高频变压器所占体积相差不大，对整机的功率密度影响较小。

对于电容数量，由于CHB1拓扑采用混频调制导致高压交流级的模块数量有所增加，使得其电容数量稍大于CHB型，但仍远小于MMC型PET。

综上，所提出的电力电子变压器拓扑结构在器件数量上相比于传统四级式结构有一定的优势，有利于提高装置的功率密度、降低成本。进一步地，当输出侧全桥也采用混频调制策略时，由于单管电流的提高，实际开关管数量可能没有缩减，但由于模块数的减少，整机的结构将会更为紧凑。

5　结语

本文针对现有电力电子变压器变换级数多、功率密度低、成本高的缺点，提出了一类新型的基于混频调制技术的电力电子变压器拓扑，并通过建立等效电路分析，给出了具体的控制策略。这类拓扑在保留了低压直流与低压交流端口的前提下，减少了电能变换级数，可节省大量开关器件，提升功率密度。本文在Simulink中搭建10 kV/500 kW模型验证了所提出的电力电子变压器拓扑与控制策略的可行性，比较了所提出的拓扑结构与传统电力电子变压器结构的优势。最后，所提出的基于混频调制技术的电力电子变压器设计方法并不局限于CHB拓扑，还可应用于MMC等拓扑，后续将做进一步研究。

本文得到江苏省电力公司科技项目(J2017140)资助，谨此致谢！

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

[1] 赵争鸣,冯高辉,袁立强,等.电能路由器的发展及其关键技术[J],中国电机工程学报,2017,37(13):3823-3834.

ZHAO Zhengming, FENG Gaohui, YUAN Liqiang, et al. The development and key technologies of electric energy router[J]. Proceedings of the CSEE, 2017, 37(13): 3823-3834.

[2] WANG Zhaohui, OUYANG Jiajia, ZHANG Junming, et al. Resonant power electronic transformer for power grid[C]// Proceedings of 2014 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), September 14-18, 2014, Pittsburgh, PA: 4531-4536.

[3] 高范强,李子欣,徐飞,等.一种高频链模块化电力电子变压器[J].电工电能新技术,2017,36(5):51-58.

GAO Fanqiang, LI Zixin, XU Fei, et al. Power electronic transformer based on modular converter with high-frequency link[J]. Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy, 2017, 36(5): 51-58.

[4] MICHAIL V, ALFRED R. A modular multiport power electronic transformer with integrated split battery energy storage for versatile ultrafast EV charging stations[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2015, 62(5): 213-3222.

[5] HUANG A. Medium-voltage solid-state transformer: technology for a smarter and resilient grid[J]. IEEE Industrial Electronics Magazine, 2016, 10(3): 29-42.

[6] GU Chunyang, ZHENG Zedong, XU Lie, et al. Modeling and control of a multiport power electronic transformer (PET) for electric traction applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(2): 915-927.

[7] 欧阳少迪,刘进军.几种模块化多输出电力电子变压器拓扑的不平衡负载补偿能力比较[J].电工电能新技术,2017,36(5):11-20.

OUYANG Shaodi, LIU Jinjun. Comparison of several modular multi-output power electronic transformer topologies on unbalanced load compensation capability[J]. Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy, 2017, 36(5): 11-20.

[8] ZHU Haibin, LI Yaohua, WANG Ping, et al. Design of power electronic transformer based on modular multilevel converter[C]// Proceedings of 2012 Asia-Pacific Power and Energy Engineering Conference, March 27-29, 2012, Shanghai, China: 1-4.

[9] 李子欣,王平,楚遵方,等.面向中高压智能配电网的电力电子变压器研究[J].电网技术,2013,37(9):2592-2601.

LI Zixin, WANG Ping, CHU Zunfang, et al. Research on medium- and high-voltage smart distribution grid oriented power electronic transformer[J]. Power System Technology, 2016, 10(3): 29-42.

[10] 孙广星,苟锐锋,孙伟.基于MMC结构的电力电子变压器拓扑结构及控制策略研究[J].高压电器,2016,52(1):142-147.

SUN Guangxing, GOU Ruifeng, SUN Wei. Research on topology and control strategy of power electronic transformer based on MMC structure[J]. High Voltage Apparatus, 2016, 52(1): 142-147.

[11] 王婷,王广柱,张勋.基于模块化多电平矩阵变换器的电力电子变压器控制策略[J].电工技术学报,2016,31(18):108-115.

WANG Ting, WANG Guangzhu, ZHANG Xun. The control strategy of power electronic transformer based on modular multilevel matrix converters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(8): 108-115.

[12] 陈启超,王建赜,纪延超.基于LLC谐振变换器的电力电子变压器[J].电力系统自动化,2014,38(3):41-46.DOI:10.7500/AEPS201211028.

CHEN Qichao, WANG Jianze, JI Yanchao. Power electronic transformer based on LLC resonant converter[J]. Automation of Electric Power Systems, 2014, 38(3): 41-46. DOI: 10.7500/AEPS201211028.

[13] 王杉杉,王玉斌,林意斐,等.级联型电力电子变压器电压与功率均衡控制方法[J].电工技术学报,2016,31(22):92-99.

WANG Shanshan, WANG Yubin, LING Yifei, et al. Voltage and power balance control for cascaded multilevel converter based power electronic transformer[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(22): 92-99.

[14] ZHANG J, WANG Z, SHAO S. A three-phase modular multilevel DC-DC converter for power electronic transformer applications[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2017, 5(1): 140-150.

[15] BARANWAL R, CASTELINO G F, IYER K, et al. A dual-active-bridge-based single-phase AC to DC power electronic transformer with advanced features[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(1): 313-331.

[16] WANG D, TIAN J, MAO C X, et al. A 10 kV/400 V 500 kVA electronic power transformer[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2016, 63(11): 6653-6663.

[17] HUANG A, ZHU Qianlai, et al. 15 kV SiC MOSFET: an enabling technology for medium voltage solid state transformers[J]. Transactions on Power Electronics and Applications, 2017, 2(2): 118-130.

[18] 李子欣,高范强,徐飞,等.中压配电网用10 kVac-750 Vdc/1 MVA电力电子变压器功率密度影响因素研究[J].电工电能新技术,2016,35(6):1-6.

LI Zixin, GAO Fanqiang, XU Fei, et al. Power density analysis of 10 kVac-750 Vdc/1 MVA power electronic transformer solid-state transformer for medium voltage distribution grid [J]. Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy, 2016, 35(6): 1-6.

[19] 中国电器工业协会.干式电力变压器技术参数和要求：GB/T 10228—2015[S].北京:中国标准出版社,2016.

舒良才(1994—),男,博士研究生,主要研究方向:大功率变换器设计与电力电子变压器。E-mail: 18362961507@163.com

陈武(1981—),男,通信作者,博士,教授,主要研究方向:功率电子变换技术及特种工业电源。E-mail： chenwu@seu.edu.cn

王琛(1984—),男,工程师,主要研究方向:电力系统运行与维护、智能配电网。E-mail: wangchen5537@126.com