高结温无延迟的VSC-HVDC阀合成试验方法

殷冠贤, 谢晔源, 朱铭炼, 田　杰

(1. 南京南瑞继保电气有限公司, 江苏省南京市 211102; 2. 智能电网保护和运行控制国家重点实验室, 江苏省南京市 211106)

0　引言

电压源换流器型高压直流输电(VSC-HVDC)具有有功功率和无功功率快速独立的控制、潮流反转直流电压极性不变、事故后快速恢复供电和提供交流电压支撑等能力,是可再生新型能源并网、异步电网互联、孤岛供电和城市配电网的最优选择之一[1-7]。

目前VSC-HVDC应用最为广泛的拓扑是模块化多电平换流器(MMC),其中MMC阀是MMC的关键设备,MMC阀承受的电应力普遍具有高电压、大电流和强电磁等特点,而MMC阀的电压和电流不是常见的纯交流或者纯直流,而是交流和直流相互叠加。另外MMC直流双极短路时MMC阀的电流应力由稳态时的交、直流相互叠加的电流转换为交流系统三相短路电流叠加上MMC阀子模块(SM)电容放电电流,而直流双极短路是MMC最严重的故障之一[8-11]。并且高压大容量是柔性直流输电发展的方向,目前国内正在计划开展±500 kV/3 000 MW柔性直流输电工程,因此建立能够等效呈现此类复杂应力的试验方法和试验装置,对高压大容量MMC阀的安全可靠性考核及工程化应用非常关键[12-20]。

文献[21]介绍了两种MMC阀的结构,并对这两种MMC阀的部分试验内容和试验应力进行了分析,但未给出试验回路和具体可实施的试验方法。文献[22-23]分别给出了一种MMC阀的稳态试验拓扑,均采用了交流解耦直接电流控制方法,但都未能结合稳态试验应力工况进一步进行暂态试验应力的再现。文献[24]分析了MMC阀过电流关断和短路电流试验对应的应力,提出了一种短路合成试验方法,但是试验电路较为复杂,成本较高,并且MMC阀在开始承受短路电流时并未处于解锁状态,也未涉及MMC阀的开关器件达到最高稳态结温状态等考核。本文提出的合成试验方法及其电路拓扑,很好地解决了这个问题,在换流阀稳态运行至热稳定时,无延时注入带直流偏置的短路大电流,因为在MMC阀闭锁后开关器件的结温下降很快,所以该试验方法无延时的特点保证了注入短路大电流时换流阀开关器件处于最高稳态结温状态。文献[8-11]对VSC-HVDC直流双极短路进行了理论分析,给MMC阀的暂态试验应力分析提供了一定的理论基础。

结合IEC 62501[25],本文根据MMC-HVDC换流阀的运行机理,对换流阀的运行特性、稳态应力和暂态应力进行了研究,提出了一种高结温无延迟的VSC-HVDC合成试验方法及其电路拓扑,实现了MMC阀在注入带直流偏置的短路大电流时处于最高稳态结温状态,从而实现了对MMC阀稳态应力和直流双极短路暂态应力的综合考核。经PSCAD仿真进行了原理验证,并通过试验平台进行了试验验证,结果证明了本文所提的试验方法及其电路拓扑的可行性和有效性。

1　MMC阀的稳态运行应力及稳态试验

1.1　MMC阀的稳态运行应力

MMC拓扑如图1所示,有6个桥臂,每个桥臂由1个桥臂电抗器L0和M个功率子模块组成的MMC阀构成。在运行时,每个桥臂的MMC阀的端间电压和桥臂电流均是带有一定直流偏置的交流正弦量。MMC每个桥臂的MMC阀可以等效成1个交流源叠加1个直流源。

图1　MMC拓扑Fig.1　Topology of MMC

MMC阀的运行特性在6个桥臂中具有对称性，在不考虑谐波的情况下，以A相上桥臂为例，MMC阀的端间电压upa和电流ipa分别为：

(1)

式中:Udc为直流电压;Idc为直流电流;Ea为相单元内部电动势有效值;ω为角频率;β为upa和ipa的相位差;Ia为交流侧电流有效值。

1.2　MMC阀的稳态试验

为节约试验成本和降低试验风险,取MMC整流状态下某个桥臂的MMC阀和MMC逆变状态下某个桥臂的MMC阀,组成MMC阀稳态试验电路,两者的桥臂电抗合并为试验回路的负载电抗。其中任意一个MMC阀中串联子模块的个数N根据实际需要来选取,根据IEC 62501的试验要求,最少选取N=5。如图2所示[22-23],直流电源DC1为MMC阀稳态运行时的有功损耗进行补充,直流电源DC1的输出功率支撑两个MMC阀和电抗器内阻等有功损耗,以保持MMC阀稳态运行时系统的能量平衡。

图2　MMC阀运行试验回路Fig.2　Operational test circuit for MMC valves

假设MMC的1个桥臂包含的子模块个数为M,对应试验MMC阀包含的子模块个数为N,则取两个试验MMC阀的端间电压为:

(2)

式中:Udc1为u1等效的直流电压分量;Ea1为u1等效的交流电压分量有效值;θ为u1和u2的相位差。

通过调节u1的角度和幅值,控制电流为:

(3)

2　MMC阀双极短路故障分析及合成试验

2.1　MMC阀双极短路故障分析

直流双极短路故障是MMC最严重的故障之一,形成的短路电流及其通路如图3所示。故障发生后,MMC未闭锁之前,MMC阀中投入工作的子模块电容通过子模块上桥臂的绝缘栅双极型晶体管(IGBT)向短路点释放能量,此时电容放电电流为:

(4)

其中

式中:C0为子模块的电容值;L0为桥臂电抗;Rsτ为短路回路的电阻;IL为故障时桥臂的初始电流;ωτ为放电回路振荡角频率。

(5)

对式(5)求导,可得电容放电电流的最大斜率,结果正确反映出了实际的物理过程,即

(6)

根据目前的工程经验,叠加上交流系统馈入的故障电流,短路电流最大斜率一般为3～5 A/μs。

当短路电流超过MMC阀过电流关断值时,MMC闭锁,闭锁后子模块电容放电产生的电流通过桥臂电抗和子模块下桥臂的反向并联二极管续流,直至衰减至零。另外,MMC闭锁后,交流侧电网通过MMC阀中子模块下桥臂的反向并联二极管对短路点形成三相短路电流,直至交流侧开关跳开。交流侧开关从故障到跳开的时间是影响短路电流热效应大小的重要因素,一般约为100 ms,另外交流系统馈入的三相短路稳态电流频率和电网电源相同。

由式(5)可得短路电流的峰值为:

(7)

式中:Ifp为此时交流系统馈入故障电流的峰值。

短路电流应力在6个桥臂中具有对称性,取A相上桥臂的短路电流为例,通过MMC阀的短路电流如图3所示,即子模块电容放电及其后续通过桥臂电抗续流的电流和交流侧电网对短路点形成的三相短路电流相叠加。由图3可知,短路时,相当于在MMC阀的两端并联了1个直流源和1个交流源。

图3　MMC阀双极短路Fig.3　Bipolar fault of MMC valve

2.2　MMC阀合成试验

结合稳态试验电路和MMC阀的短路电流特性,提出了图4中的试验回路。首先,直流电源DC2通过开关S1给MMC阀预充电,接着,MMC阀稳态运行至开关器件处于最高稳态结温状态,然后直流电源DC2通过S2给电容C1预充电,最后,开通双向晶闸管Tr1,电容C1中的能量开始向电抗L1和L2释放,当电容C1中的能量全部转移至电抗L1和L2上时,电抗L1和电容C1等效为短路时的振荡交流源,而电抗L2等效为短路时衰减的直流源,巧妙地利用储能元件替代了试验所需的电流源,此时开通晶闸管Tr2,即可往稳态运行中的MMC阀注入短路电流。

图4　MMC阀的合成试验电路Fig.4　Synthetic test circuit of MMC valve

注入短路电流分三个阶段,第一阶段,开通晶闸管Tr1时,C1中向L1和L2释放能量阶段,经过回路的电流为:

(8)

其中

式中:U0为电容C1预充电后的初始电压;R1为第一阶段放电回路电阻。

由式(8)可知当电容C1中的能量全部转移至电抗L1和L2上时,回路的电流值达到:

(9)

式中:T1=π/(2ω1)为电容C1第一次放完电,即电容C1中的能量第一次全部转移至电抗的时间。

第二阶段,当电容C1中的能量全部转移至电抗L1和L2上时,电容C1电压为零,相当于短路状态,此时开通晶闸管Tr2,MMC阀中投入工作的子模块电容通过上桥臂IGBT向电抗L1和L2放电,子模块电容放电电流在极短的时间Δt内急速上升至MMC阀过电流关断值,MMC阀闭锁即全部子模块闭锁。

1)在Δt内,电容C1电压无限接近于零,即无限接近于短路状态,由拉普拉斯变换及其逆变换,可求得子模块放电电流为:

(L1+L2)e-∂21(t-T1)sin(ω21(t-T1))

(10)

其中

式中:Ni为晶闸管Tr2开通时刻MMC阀正在投入工作的子模块个数;Uc为单个子模块电容电压;R21为第二阶段放电回路电阻。

2)子模块电容开始放电的同时,电抗L2中的能量路径发生转移,电抗L2通过MMC阀中子模块下桥臂的反向并联二极管进行续流,电抗L2和MMC阀组成直流衰减回路,续流电流为:

(11)

其中

式中:R22为第二阶段衰减回路电阻。

3)子模块电容开始放电的同时,电抗L1、储能电容C1和MMC阀组成交流振荡回路,电抗L1的能量通过该回路继续振荡,振荡电流为:

i23(t)≈

(12)

其中

式中:R23为第二阶段振荡回路电阻。

在这个阶段主要考核MMC阀中子模块的IGBT过电流是否可靠关断。根据IEC 62501标准,di/dt也是主要考核指标之一,短路电流的最大斜率为:

(13)

第三阶段,到T2时刻,关断晶闸管Tr1,切断交流振荡回路,等效MMC直流双极短路故障时交流侧开关的跳开,一般T2≈100 ms+T1,此时交流振荡回路电流为:

i23(t)=0T2≤t

(14)

综上所述,注入试验MMC阀的短路电流为:

(15)

可得短路电流峰值为:

(16)

由∂1,∂21,∂22,∂23可知:短路电流的衰减时间与回路电阻成反比,与电抗L1和L2成正比,为了让短路电流衰减尽可能的缓慢,设计试验回路时应尽量使得回路电阻尽可能小,若忽略回路电阻,短路电流峰值为:

(17)

可见试验回路的短路电流峰值与电容C1及其初始电压U0成正比,与电抗L1,L2和L2/L1成反比。而短路试验过程中,对最大的电流斜率di/dt贡献最大的为第二阶段子模块放电电流的斜率,其与该时刻投入的子模块个数Ni和子模块电压Uc成正比,与电抗L1和L2成反比。虽然增大L1和L2的电抗值能减缓短路电流的衰减,但是会减小短路电流的峰值和di/dt,增大电容C1值及其初始电压U0可提高短路电流峰值。

3　仿真及试验验证

为了验证本文提出的试验方法及其电路拓扑的可行性和有效性,搭建了EMTDC模型进行仿真分析,并且实际搭建了一套完整的试验装置。试验装置和仿真模型参数设置一致,设置参数如下:两个MMC阀参数一致,MMC阀子模块数N=6,其中含1个热备用冗余子模块,子模块的电容电压Uc=2.4 kV,MMC阀直流电压Udc/2=6 kV,调制比m=0.85,负载电抗L=5 mH,限流电抗L1=1 mH,L2=10 mH,电容C1=10 mF。设定稳态试验电流指标:直流偏置Idc/3=1.05 kA,稳态电流有效值Irms=2.1 kA。设定短路试验电流指标:峰值Isp≥35 kA,di/dt≥5 A/μs,t>100 ms,振荡频率f=50 Hz。

仿真结果如图5所示,由图5(a)可知MMC阀的端间电压u2为带直流偏置的六电平正弦阶梯波,直流电压Udc/2=6 kV。MMC阀的电流i为带直流偏置的正弦波,直流偏置Idc/3=1.07 kA,稳态电流有效值Irms=2.1 kA。稳态电流主要由直流和基波组成,并且和u2反相位,该MMC阀处于逆变状态,对侧MMC阀处于整流状态。由图5(b)可知，MMC阀在处于稳态运行时无间隙注入带直流偏置的短路大电流,电流峰值Isp=37 kA,最大di/dt≈8.5 A/μs,振荡频率f=50 Hz。MMC阀闭锁后,短路电流通过子模块下桥臂的反向并联二极管继续振荡衰减,经过100 ms后关断晶闸管Tr1,切除短路振荡回路,整个短路电流平方积I2t≈40 kA2·s。仿真结果和理论分析对比,不论是稳态运行阶段还是直流双极短路故障阶段,都证明了本文提出的试验方法及其电路拓扑的可行性。

图5　MMC阀的高结温无延迟合成试验仿真波形Fig.5　Simulation waveforms of MMC valves in undelayed synthetic test with high junction temperature

由实际搭建的试验装置得到的试验结果如图6所示。图6(a)中的电流i由霍尔电流传感器测量,可知稳态时MMC阀的端间电压u2和MMC阀的电流i均为带直流偏置的正弦阶梯波,且两者同相,该MMC阀为整流状态,则对侧MMC阀为逆变状态,MMC阀稳态电流有效值Irms=2.1 kA,直流偏置Idc/3=1.06 kA,MMC阀直流电压Udc/2≈6 kV。

图6　MMC阀的高结温无延迟合成试验应力波形Fig.6　Stresses waveforms of MMC valves in undelayed synthetic test with high junction temperature

试验时,MMC阀稳态运行至开关器件处于最高稳态结温状态时,由稳态状态无延迟瞬时转入短路状态,往MMC阀中注入带直流偏置的短路大电流。由于短路电流超出霍尔量程,所以本文中使用罗氏线圈测量短路电流,短路电流i见图6(b),可见短路电流为一个直流分量叠加一个交流分量,电流峰值Isp=36 kA,振荡频率f=50 Hz。约100 ms后,交流电流被切断,等效实际系统中,直流双极短路故障时交流侧开关跳开,直流分量随着时间衰减至零,整个短路电流平方积I2t≈37 kA2·s。由于罗氏线圈无法准确测量直流量,所以图6(b)中稳态电流部分测量值为纯交流分量,而短路电流最终衰减至零时,由于罗氏线圈在这瞬时时间量内存在偏磁状态量,所以测量值为负,其负值处实际值为0 A,可见实际产生的短路电流峰值比测量值大,短路电流的平方积的实际值也比测量值大。图6(b)中的局部图为短路发生时刻电流i的局部放大图,此时投入工作的子模块电容通过电抗L1和L2放电,最大di/dt≈8 A/μs。当电流达到过电流关断值时,MMC阀闭锁,此时MMC阀中子模块电容放电电流通路由子模块上桥臂的IGBT转移至子模块下桥臂的反向并联二极管,电流转移完成后,短路电流全部经过MMC阀中子模块下桥臂,直至短路电流衰减至零。试验结果和理论分析结果以及仿真结果对比证明了本文提出的试验方法及其电路拓扑的有效性。

4　结语

仿真和试验结果证明了本文提出的合成试验方法及其电路拓扑的可行性和有效性,为VSC-HVDC换流阀的安全可靠性及工程化应用提供了有效的检验手段,具有以下特点。

1)可以在换流阀稳态运行至开关器件处于最高稳态结温状态时,无延时注入带直流偏置的短路大电流,实现对VSC-HVDC换流阀稳态应力和直流双极短路暂态应力的综合考核。

2)试验电路具有灵活性与多样性,适应不同的工程需求,调整试验电路的参数可实现对换流阀不同稳态运行工况的等效呈现。

3)对短路电流峰值和波形均可针对不同工程和科研需求进行调节,实现不同系统故障下大容量换流阀关键短路应力的等效再现。

4)提出了较为简化的低成本试验电路拓扑,极大地降低了试验回路电源的需求,使得试验效率得到极大提升。

高压大容量和架空线传输是VSC-HVDC换流阀今后发展的方向,将对VSC-HVDC换流阀的安全可靠性考核提出更高的要求,也将影响到今后VSC-HVDC合成试验方法研究的方向[12]。

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殷冠贤(1986—),男,通信作者,硕士,工程师,主要研究方向:柔性直流输电技术。E-mail： yingx@nrec.com

谢晔源(1978—),男,硕士,高级工程师,主要研究方向:柔性直流输电、柔性交流输电和无功补偿技术。E-mail: xieyy@ nrec.com

朱铭炼(1985—),男,硕士,工程师,主要研究方向:柔性直流输电技术。E-mail: zhuml@ nrec.com