基于单端反激电路的高压辅助电源设计

王和杰，徐广鹦，周徐达，陈　炯，冯铖铖

(1.国网上海市电力公司检修公司，上海　200063；2.上海电力学院，上海　200090)

辅助电源以其高效率、高可靠性等优点被广泛应用于各种电源变换模块中，为各种控制电路以及驱动电路供电。随着变频器、滤波器、通信电源等电力电子设备应用水平的不断提高，对辅助电源的要求也越来越高。高压输入的辅助电源在各种电力电子设备中采用就近功率单元布置，并将设备内部通过逆变产生的直流电作为辅助电源的输入端，相比于传统的辅助电源从变压器输入端获取电压，本文中设计辅助电源系统更加简单可行，而且通过芯片控制，大大降低了外部设备带来的干扰，可靠性加强。

将反激变换电路结合到辅助电源系统中，由控制芯片UC1843控制开关管通断频率与占空比的大小，并结合内部反馈系统，可根据输入电压与输出端负载的值直接调节开断频率，从而实现整个系统的控制与调节作用。

本文针对辅助电源的控制调节系统，以及与反激变换协调控制的原理和工作模式进行详细地说明。对于一定负载范围内输出电压的稳定性情况作出测试，最终设计出一套电压更为稳定，效率更高的辅助电源方案为目的。

1　辅助电源设计原理

本文设计的辅助电源系统是以单端反激变换电路作为主电路结构，其输入端电压Uin采用400 V DC，输出电压Uo为24 V DC，输入功率Pe为50 W，功率元件的开断频率fk为40 KHz，图1给出了辅助电源拓扑结构电路。为设计出高精度、高功率密度的辅助电源设备，对其功率器件的功耗、体积都要有严格的设计要求。辅助电源中选用UC1843型号的芯片来控制反激变换电路中开关管的通断，UC1843是以采样到的电流值作为其工作、截止的反馈信号；开关管选用Infineon公司的IPW65R070C6型MOSFET管(耐压值650 V，导通电流33.8 A)。

图1　辅助电源拓扑结构图

1.1　辅助电源原理分析

辅助电源系统首先利用电阻R1和稳压管D1进行分压，将辅助电源悬浮于大地电位，然后再利用电阻Rin和稳压管D6进行分压降低辅助电源承受的电压值。由于UC1843芯片可采用低电流供电，故利用R2和R3电阻限流，将小电流输入到UC1843的VCC管脚，为UC1843提供启动电压，同时为储能电容Cin充电；当电容Cin上的电压存储到一定值时，电阻R3和电容C2上存储的能量达到单向可控硅S1的导通电压值的大小时，此时S1就会形成通路；电流经分压电阻Rin，变压器T1，场效应管M1和采样电阻RS构成回路，UC1843开始工作。

UC1843由RT/CT管脚外接电阻RRT和电容CCT，通过对其参数改变，来对芯片振荡频率进行调节，最高振荡频率可达500 kHz。经OUTPUT输出管脚为MOS管M1输出控制信号，当控制信号为高电平时，M1导通。此时变压器原边1、2流过电流，在副边3、4形成相应频率的方波电压。该电压通过整流管D8和滤波电容C6输出直流电信号，与UC1843的电源管脚VCC相连，为UC1843供电，从而使UC1843进入电压供电的正常模式。

为了使UC1843供电电压稳定，根据所选择的UC1843供电电压，通过电阻R4、R5和R8构成的电阻分压器将电压的反馈信号经2号电压反馈管脚输入到UC1843内部误差比较放大器，并通过电阻R7反馈，UC1843根据反馈电压信号和基准信号的比较，对信号输出管脚输出驱动信号的占空比进行调节，使UC1843的电源电压稳定在所设定值上。系统为了防止过流，利用UC1843的电流取样管脚进行电流反馈，对通过绕组的电流进行限制，根据UC1843的工作原理，当采样电阻RS上的电压高于1 V时，UC1843停止工作。

此外，为了向其他测控单元进行供电，通过添加绕组5、6经过整流得到所需直流电压。

1.2　辅助电源控制电路设计

1.2.1工作电压和电容的选择

电路中经AC-DC变换电路输出400 V DC信号作为辅助电源系统的输入信号。该电压信号根据一定裕量范围计算可得一个最高电压Udcmax为420 V DC和一个最低电压Udc min为380 V DC。当外部电路提供400 V电压时经分压电阻作用在UC1843芯片电源端，控制其启动工作。UC1843工作电压为8.4 V，电流为1 mA，在电源电压为Udc min时，工作电阻Rin的取值由确定为：

(1)

(2)

当芯片开始正常工作以后，UC1843上流过的电流也会相应的增加，最高的工作电流可以达到100 mA。芯片的工作电流由芯片外围储能电感提供，当电容内部的电荷量用来为芯片提供给电流时，芯片工作电压就会相应降低。当低于7.6 V时，芯片可能会停止运行，若想维持芯片正常工作，就要通过反激变换电路的反馈绕组为系统提供相应的电压。启动电容的容量可计算得到：

(3)

取Rin=200 kΩ，Pin=1 W，Cin=100 μF。

1.2.2反馈绕组的匝数计算

(4)

式中Np——反激变换电路原边绕组匝数；Dmax——最大占空比；Ns1——反馈端绕组匝数。

1.2.3占空比D计算

UC1843带有自反馈功能，可以根据外部参数的变化来调节输出控制信号的占空比的大小。UC1843输出的最大占空比Dmax=0.5。当原边电压值较小时，为了维持系统稳定，就会调节占空比为最大。

(5)

(6)

则UC1843输出控制信号占空比范围为0.5～0.45。

1.2.4调制频率fosc

振荡器的振荡频率fosc由RRT和CCT决定，电容CCT由参考电压Vref(5 V)，通过电阻R充电，振荡频率可调，最大工作频率可达500 kHz。

(7)

取RRT=9 kΩ，CCT=2.2 nF，fosc=80 kHZ。

1.2.5电流取样比较

当反激变换电路的功率管导通时，Np线圈上就会有电流产生，且线性增加，在MOS管的S极串联一电流采样电阻RS，可作为MOS管的保护作用，当流过MOS管的电流过大时，RS的电压值就会增加，Ud=RSi，取样电压Ud经RC变换为直流电后，送到UC1843的ISENSE脚。假如RS端电压高于1 V时，则控制芯片就会关闭电源停止工作，从而保护功率器件避免大电流脉冲击坏。RS一般取值为RS=1/Ip，功率为1 W。经计算，可取R=1 kΩ，C=470 pF。

1.3　反激电路设计

与其他拓扑电路相比，正反激电路具有输入输出电气隔离，安全性好，而且电路简单，易于绕制等优点。图2给出了反激变换拓扑，当芯片UC1843输出信号端口输出高电平时，MOS管导通，反激变换电路的Np中有电流iL1导通，磁芯磁化，磁通增加，从而在NS中产生感应电压，电流方向与二极管导通方向相反，相当于开路，储能电容为负载提供电量；当芯片UC1843输出信号端口输出低电平时，电路情况相反，电容充电。

图2　单端反激电路拓扑结构图

反激电路实质上是耦合的储能电感，开关管的开断过程就是其能量存储与释放的过程。

假如在功率管的导通关断期间，反激电路可以把导通时间段内存储的能量，在关断时间段内完全由副边线圈释放掉，则这种传递方式称之为能量完全传递方式；相反，假如能量在一个关断时间内无法完全释放，则这种传递称之为能量的不完全传递方式。如果把能量传输方式用电流表示，则在能量完全传递方式下电流连续工作，能量不完全传递方式下，电流断续工作，用电流波形表达方式如图3所示。图3中，Np表示原边线圈；ip表示原边电流；NS表示副边线圈；iS表示副边电流；

图3　电流波形图

设定的整个变换电路的输入侧电压范围为380～420 V，输出侧电压为24 V，额定工作电流为2 A，功率管开断频率设定为40 KHz，则高电平Ton脉冲时间范围为最大脉宽11.25～12.5 μs，反激变换电路副边整流管导通电压为0.7 V，由此计算相关参数。

1.3.1电流不连续工作模式允许的最大电感LA

为使问题简化，设变压器效率η为100。当Pi较大时，说明负载较大，反之负载较小。

输入功率Pi=(24+0.7)×2=49.4 W

若想让反激变换电路完全工作在电流不连续的模式，则变换电路在最大负载，最小输入电压的情况下仍然成立，则由此计算所得的Np电感取值LA可作为原边电感Lp最大范围值。LA用下式计算：

式中Emin——最小输入电压下限；Ton max——最大导通时间用表示；T——周期；Pimax——最大输入功率。

1.3.2电流不连续工作模式允许的最小值LB

在负载最小的情况下，Np两端流过的电压最大时可以计算出的原边线圈电感量作为容许的最小值。容许Lp的最小值应为LB，其计算公式为

式中Emax——两端流过的电压最大值；Ton min——导通时间最小；Pimin——最大输入功率表示。

一般对于Lp的取值为最大值，即输入电压最低，而输出端负载最大的情况下，Lp=LA。

1.3.3变压器结构参数AP

J=395×104(A/m2)

式中D——占空比，选用最大占空比Dmax；f——工作频率；K——磁芯的填充系数，一般取值为0.2～0.4。

由反激变换设计中采用的面积法，根据磁芯结构参数Ap的取值来对磁芯材料进行选择，本文中选用软磁铁氧体PC40，型号ETD34。

1.3.4计算初级与次级绕组匝数以及匝比n

原边绕组匝数Np：

式中Ae——磁芯的有效截面积，其值的大小可根据选择的磁芯型号查表获得。

根据Np和n计算出次级绕组匝数NS：

取Np为256匝，NS为16匝，n为16，Ns1为7匝(由(4)式计算可得)。

1.3.5磁芯有效磁导率μe

式中Lp——Np的电感量，一般取值已计算，H；le——磁芯有效磁路长度，m；Ae——磁芯有效截面积，m2。

1.3.6磁芯开气隙量lg

式中μ——磁心的材料磁导率。

1.3.7初级电流i1最大值i1p

初级电流i1的有效值为I1：

I1达到最大时为I1max：

1.3.8绕组的电流密度J

J=Kj(AwAe)x=3.375(A/mm2)

式中Kj——电流密度系数，用来表征电流密度的常数，一般取值365(允许温升50℃)；Aw——磁芯窗口面积；Ae——磁芯有效截面积，且AwAe=Ap。

1.3.9线径计算

原边线径dp：

次级电流I0：

I0=nI1=3.552(A)

副边线径dS：

反馈绕组线径dS1：

考虑集肤效应：

线径需满足d≤Δ即d≤0.330 5(mm)

本变压器选用直径0.25 mm的铜线满足条件。为了减小绕组间漏感量的影响，以及考虑高频变压器集肤效应，变压器原边以及反馈线圈采用双股并绕方式，NS绕组采用五股导线并行绕制，变压器绕组结构如图4所示。

图4　反激变压器绕制示意图

2　辅助电源测试及仿真分析

为了对辅助电源系统设计的正确性进行检验，利用PSPICE电路仿真软件，针对图1设计的单端反激变换电路与辅助电源进行仿真测试，针对控制芯片UC1843的输出驱动信号波形、反馈信号调节驱动脉冲的占空比，稳定输出电压特性、反馈绕组为UC1843提供工作电压特性以及辅助电源输入输出电压值进行仿真分析，图5～图8分别为其对应仿真波形。

图5中Ugs为芯片UC1843输出端输出的驱动电压信号，开断周期为25 μs，占空比0.5，高电平电压为13 V。

图5　驱动脉冲信号波形

图6中，Ugs为芯片UC1843产生的驱动电压，U2为负反馈电压，由外部系统提供的400 V DC经过电阻分压电路供电，通过芯片内部误差放大器对U2进行采样并与内部设定好的2.5 V电压特定值作出比较，U2电压越高则相应的输出端驱动电压的占空比越小，以此稳定整个电源系统输出电压值。图6中当U2为2.6 V时，对应Ugs占空比接近0.45，当U2为2.3 V时，对应Ugs占空比接近0.5。

图6　反馈信号与驱动脉冲信号波形

图7中UCC为控制芯片工作电压，Us1为反激电路反馈电压波形，经AC-DC转换后为芯片提供正常工作电压。当UCC值为8 V较低时，通过控制输出脉冲信号占空比来调节变压器副边反馈绕组导通占空比，提高反馈电压Us1值。

图7　控制芯片工作电压与反馈绕组电压波形

该款辅助电源系统的Uin值为400 V DC，在接入额定负荷的条件下，Uo为24 V DC，反激反激变换电路的副边电压Us的电路波形见图8。

图8　输入输出电压波形

3　实验结果与分析

通过对辅助电源系统样机中负载、400 V DC前级电压以及24 V DC后级电压值进行仿真检测，并对其相关特性及其可行性作出分析。

3.1　负载特性分析

系统输入400 V直流电压恒定，负载阻值从9到15 Ω逐渐增大，对应的输出电压值变化如图9(a)所示，当负载取值加大时，Uo也相应的加大。负载取值在9 Ω～15 Ω范围内时，Uo也可以保持较小的偏差。

3.2　输入特性分析

保持额定负载12 Ω恒定的情况下，输入直流电压从370 V到430 V逐渐增大，对应的输出电压值变化如图9(b)所示，输入输出电压值维持正比例关系，当前面参数增大时，后面参数也随之增大。但是，在一定的范围内其值基本恒定。

图9　不同负载、输入电压下输出电压值

3.3　输出电压波形特性分析

将已经设计好的辅助电源样机输入端接400 V直流电，并对12 Ω负载进行供电测试时，采用MSO3014示波器对各端相关参数进行测试，图10给出了负载两端的电压波形。由示波器显示的电路波形可以看出，在前段输入电信号稳定的情况下，输出端的24 V DC电压波形也较为稳定。

图10　输出电压波形

4　结语

通过对电源系统相关特性进行分析，并利用仿真以及示波器测试结果看出，在设定的输入端电压在较小的参数之间变化时，该辅助电源系统能够稳定的维持输出电压值基本保持恒定，从而确保设计的辅助电源系统的可行性。

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