基于多机组并联的10 kV电网有源滤波器扩容方法

王玲，代东旭，马志骐，陈超楠，孙文(.国网辽宁省电力公司本溪供电公司，辽宁 本溪　7000; .河海大学 电气工程学院，江苏 南京　0000)

0　引　言

供电电能质量的问题近些年来越来越引起人们的重视[1]。一方面随着我国配电网中各种变流器设备、变频调速装置、电弧炉以及电气化铁路等以非线性、冲击性和不平衡为特征的新型负载的不断增加，造成电网中无功电流大量远距离传输、电压电流崎变严重、三相系统明显不平衡，甚至引起电压的波动和闪变[2-4]。另一方面，伴随现代工业自动化生产和计算机技术的快速发展，各种新型用电设备对电能质量愈加敏感[5-6]。不仅低劣的供电质量会导致产品质量降低，而且供电的中断所造成的经济损失也十分巨大。因此，如何进一步提高电能质量已成为当前迫切需要解决的重要问题。有源滤波器[7-8](Active Power Filter，简称APF)正是在上述背景下被提出的，然而，受限于电力电子器件单体容量限制，单机APF无法满足10 kV输电网络大容量补偿需求。

本文提出一种基于多机并联技术的10 kV电网有源滤波器扩容方法，考虑到10 kV电网负载侧特有的中压、大电流特性，采取变流器并联技术实现APF装置容量提升。建模可知，并联APF电路模型中存在低频环流通路，从而影响并联APF控制系统电流内环运行特性，为此采取零序电压修正方式实现并联APF环流限制。最后，10 kV/1 MW工程样机对APF并联补偿技术进行可行性验证，装置投入后10 kV网侧电流总畸变率降低为3.1%，且谐波分量均集中在两倍开关频率及其倍频段。

1　单机组APF系统等效建模

图1(a)所示为多机组并联APF系统结构图，图中APF通过10 kV/660 V降压变压器连接公共接入点(PCC)，k组逆变器共用直流滤波电容C。APF基本思路是在PCC处注入与谐波电流相位一致、幅值反向的补偿电流，以保住电网输入端电流低畸变率。图1(b)中给出了单组逆变器单元理想开关模型，图中p、n分别为直流侧正、负母线。功率器件的开关函数定义如下：

图1　多机组并联APF系统原理

(1)

以直流母线的n端为参考点，根据基尔霍夫电压、电流定律建立三相变换器的开关函数模型为:

idc=[sasbsc][iaibic]T

(2)

[uaubuc]T=[sasbsc]〗Tudc

(3)

(4)

式中:udc、idc分别为直流侧的电压、电流；L为APF交流侧的滤波电感；ua、ub、uc分别为APF交流侧a、b、c相电压；ia、ib、ic分别为APF交流侧a、b、c相电流；sa、sb、sc分别为变换器a、b、c相的开关函数；uan、ubn、ucn分别为电网a、b、c相电压；uno为逆变器p端相对于三相电网0点的参考点的电压。

2　多机组APF系统环流特性分析

图2　多机组并联APF系统环流原理

图2所示为多机组并联APF系统环流分析示意图，为了便于分析并联APF系统环流流通路径，定义Ckj为第j逆变器第k相的环流。至此，可将k组APF单元的a相环流表示为:

(5)

同理，将a相环流表达式推广至bc相，可得abc三相k组单元环流表达式为:

(6)

式中:d1k、d2k、d3k分别为PWM调制主、次、零矢量占空比。

分析式(6)可知，直流母线电压udc和交流电压eabc为环流主要激励源。此外，由于采取不同的并联控制策略和PWM调制方法，使得k组APF单元出现不同的PWM开关状态，从而造成并联系统出现多组环流通路。在各PWM整流单元阻抗一致的情况下，环流大小将仅与各PWM整流器单元占空比有关，与其他因素均无关系。

3　载波移相系统环流抑制方法

为了提升APF系统对于高频谐波电流的补偿能力，需要采取较高的PWM开关频率以提升电流内环带宽。然而，考虑到开关器件的开关损耗特性，需对单组APF单元最大PWM开关频率加以限制。基于上述原因，采取载波移相PWM调制方式实现等效开关频率提升。图3中以两机组APF并联为例，给出了载波移相PWM工作原理。由图3可知，虽然两机组APF调制信号m*相同，由于三角载波互差180°，对应的PWM1、PWM2信号存在一定的差异。该差异将造成两组APF电流纹波脉动时刻移位，最终实现双机组APF网侧电流纹波脉动频率提升。

图3　载波移相PWM工作原理

从APF机组零序电流的数学模型式(6)可以看出，零序电流的变化率由两个APF机组的零序占空比之差决定。并网逆变系统中通常采用的SPWM方式，采用非零矢量Vi(i=1,2,…,6)和零矢量Vi(i=0,7)来合成控制矢量，如图4所示。设非零矢量的占空比分别为d1、d2，零矢量占空比为d0，则:

d0=1-d1-d2

(7)

图4　零矢量占空比修正原理

在七段式SPWM调制方式中通常对零矢量的作用时间t0、t7进行等值分配，引入环流控制变量y后，将零矢量V7的时间修正为(d0/2-2y)T，零矢量V0的时间修正为(d0/2+2y)T，其中变量y满足:

(8)

此时，零矢量V0、V7占空比的取值范围均为[0,d0]，且满足两者之和为d0。当2个变换器的给定电流相等时，电流调节器输出的电压给定值基本相等，即逆变器1、2单元的非零矢量占空比等效，零序电流在dqz旋转坐标系下的数学模型简化为:

(9)

式(9)表明，APF并联系统z轴与dq轴完全解耦，且为一阶惯性环节，因此可选用PI调节器作为零序环流调节器。图5所示为多机组APF并联系统控制框图。

4　实验验证

为验证所提多机组APF并联系统的可行性和有效性，搭建了图6所示的双100 kW并联APF系统测试平台，图中两机组分别为APF1和APF2，测试平台谐波源以二极管整流单元进行模拟。

首先，为验证APF对于电网谐波补偿能力，图7中给出了APF补偿前后网侧电流测试结果。首先，从图7(a)中电流补偿前二极管整流桥a相电流iah可知，其呈典型的6脉动特性。在图7(b)中iah频谱分析结果中，iah总畸变率达到23.4%，且低频谐波分量含量较大，且多集中在6倍、12倍频段；图7(a)中APF系统a相给定电流iaf，iaf通过APF系统注入电网后，网侧电流ia呈标准正弦波形态，在图7(c)中ia频谱分析结果中，ia低频谐波分量得到了有效抑制，其总畸变率仅为3.1%，且多分布于30倍频以上的高频段。由此可见，APF系统对于优化网侧电流品质具有积极意义。

图6　双100 kW并联APF系统测试平台

图7　APF补偿前后网侧电流测试结果

其次，为验证双100 kW并联APF系统均流效果，图8中给出了采取环流抑制方法前、后APF系统测试结果。图8(a)中为无环流抑制环节，ia1、ia2出现一定的幅值偏差，最大达到100 A。此时，APF1机组，存在过电流风险。图8(b)中为有环流抑制环节，此时APF1和APF2注入的a相电流幅值、相位均一致，其最大电流误差仅为20 A，可见文中提及的修正零序电压环流抑制方法的可行性。图8(c)中给出了并联前端口线电压uab1、uab2及并联后端口线电压uab，并联前uab1、uab2均呈现3阶梯PWM特性。采取PWM载波移相后，相位差使得线电压uab阶梯数增多，更多的阶梯数下PWM波形品质明显提升，进一步说明了SPWM载波移相技术对于提升APF系统等效开关频率的积极性。

图8　环流抑制单元投入前、后运行结果

5　结束语

本文提出了一种基于多机并联技术的10 kV电网谐波抑制方法，并双100 kW并联APF系统测试平台对所提方法进行性能验证，可以得出以下结论：

(1)将并联载波移相PWM技术应用于多机APF系统中，可有效提升系统等效开关频率，保证并网逆变系统电网接入端口的电流品质；

(2)零矢量占空比调节法在无需改变电路拓扑的前提下，可有效降低并联逆变系统中的零序环流，保证了多机APF并联系统安全、稳定运行。

参考文献：

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