应用于GNSS全频段的低噪声放大器设计

2018-03-21马雨生朱宗玖

电子测试 2018年2期

马雨生，朱宗玖

(安徽理工大学电气与信息工程学院，安徽淮南，232001)

0 引言

随着卫星导航技术的不断发展，包括美国GPS、中国BeiDou二代、俄罗斯GLONASS、欧洲Galileo等卫星导航系统的得到广泛使用[1]。四大卫星导航系统信号频率各不相同，但都集中在1164-1610MHz频段，因此覆盖整个系统频段的前端设计应用成为了重要的研究方向。低噪声放大器作为射频通信系统的关键前端器件，主要是放大接收的微弱信号，并抑制噪声干扰，其低噪声性能也直接影响整个接收系统的灵敏度。本文设计低噪声放大器工作频段1400±250MHz，可覆盖GNSS全频段，应用于导航系统的接收机。

1 LNA设计的关键因素

低噪声放大器位于整个射频通信系统的最前端，对系统性能影响较大，在较低的噪声系数成为系统的基本要求，但是低噪声要求与稳定性及其增益等性能相冲突，因此设计过程中需要综合考虑噪声系数、增益、稳定性、反射系数、平坦度等主要性能做出折中处理。

1.1 噪声系数

双端口网络输入信号信噪比与输出信号信噪比的比值定义为噪声系数F[2]。实际中单级放大器的噪声系数公式可表示为：

其中，Fmin是晶体管的最小噪声系数；Rn表示晶体管等效噪声电阻；Гopt表示最佳源反射系数，ГS表示输入端的源反射系数。一般Fmin、Rn、Гopt为已知数，可以通过调整ГS来改变噪声系数，且ГS=Гopt时，噪声系数最小F=Fmin。

1.2 稳定性

射频电路在某些工作频率和终端条件下有产生振荡的趋势，破环放大器的正常工作，因此稳定性成为低噪声放大器设计的关键因素之一[3]。本文设计使用负反馈结构，在极端情况下会产生自激振荡。为了避免振荡，放大器必须工作在绝对稳定状态下。绝对稳定条件可用稳定性因子k（沃尔特因子）来描述：

当同时满足k＞1和|Δ|＜1时，放大器处于绝对稳定状态，其中Si j为两端口网络S参数。

1.3 匹配网络

匹配网络是波源与负载之间插入的无源网络，使负载阻抗和波源阻抗相匹配，从而实现最大功率传输。同时还有减小噪声干扰，提高功率容量和改善线性度等功能[4]。通常最小噪声系数与最大增益之间相互冲突，所有设计过程中需要折中考虑调谐匹配电路。同时考虑到集中参数元件在高频段的寄生参数效应，本文使用微带线来实现匹配网络。

1.4 负反馈电路

本设计的放大器电路采用负反馈结构如图1所示，分别是源极串联负反馈和栅极与漏极间并联负反馈。其中源极串联电感负反馈[5]可以提高放大器的稳定性，缩小最佳噪声阻抗和输入阻抗的差异，便于在进行最小噪声和最大增益间协调工作。

图1 负反馈网络

漏极与栅极并联负反馈[6]。反馈电阻Rf决定了反馈网络的增益和带宽。电感Lf通过抵消部分耦合的输出信号，从而增大低频段的反馈强度，且减小高频段的反馈强度，提高高频段增益，实现宽带放大，同时改善稳定性。电容Cf在隔断直流的同时可以调节电容值的大小来调整反馈强度。

2 整体电路仿真设计

设计目标：工作频段：1400±250MHz；增益：大于16dB；输入输出反射系数：小于-10dB；噪声系数：小于0.6dB；增益平坦度：小于1dB。

（1）直流偏置电路。查阅ATF54143 datasheet[7]确定静态工作点 Vds=3V，Ids=60mA，使用 ADS仿真控件“DA_FETBias”可计算出直流偏置电路中R1=33Ω，R2=222Ω，R3=28Ω。同时添加扼流电感L1、L2及旁路电容C1、C2组成射频扼流电路，切断射频信号对直流偏置电路的影响；添加电容C3、C4隔断直流，使直流偏置信号不能传到输入输出端口。

（2）匹配电路。利用ADS Smith圆图匹配工具DA_SmithChartMatch调谐输入输出匹配[8]。综合考虑增益、噪声系数、反射系数等因素，使用控件Tuning进行微调得到合适的微带线尺寸。

图2 LNA整体电路图

（3）负反馈电路。源极串联电感LS经过反复调谐，确定电感值为0.7nH可在工作频段内保持稳定。但较小稍微的改变对电路的稳定性影响很大，并且实际电路中分立元件和焊接等不确定因素有着很大影响，所以使用感性微带线代替。栅极与漏极间并联RLC电路，为了实现较大的增益，需要选择较大的电阻，经过大量仿真优化，确定Rf=390Ω，Lf=38nH，Cf=4.5nF。经过大量的优化，低噪声放大器整体电路如图2所示。

仿真结果如下图所示，在整个GNSS频段内，稳定性均大于1，放大器处于绝对稳定状态，噪声系数小于0.6dB，增益达到16dB，输入输出反射系数均小于-10dB，增益平坦度小于1dB，满足设计要求。