交流能馈型直流电子负载研究*

蔡华锋， 梅继超， 廖冬初， 童 炎

(湖北工业大学 太阳能高效利用湖北省协同创新中心， 湖北 武汉 430068)

交流能馈型直流电子负载研究*

蔡华锋， 梅继超， 廖冬初， 童 炎

(湖北工业大学 太阳能高效利用湖北省协同创新中心， 湖北 武汉 430068)

研究了一种由软开关移相全桥电路和L型滤波器的并网逆变器电路级联组成的交流能馈型直流电子负载装置. 前级软开关移相全桥电路采用输入电流外环PI控制、 输出电流内环单周期控制的控制策略， 通过控制输入电感电流来模拟机车电源的输出特性. 针对并网逆变器使用PI控制器时并网电流存在稳态误差的缺陷， 研究了并网逆变器电路采用直流母线电压外环PI控制、 并网电流内环准谐振PR控制的控制策略， 通过电压外环实现逆变器直流电压稳定， 电流内环实现并网电流无静差控制. MATLAB仿真与实验结果验证了该交流能馈型直流电子负载拓扑和控制策略的可行性.

直流电子负载； 交流能馈； 移相全桥； 单周期控制； 准谐振PR控制

传统机车电源出厂带载测试通常采用阻感负载进行， 这种测试不仅存在电能浪费和灵活性差的缺点， 同时还会产生大量热量， 恶化周围的工作环境， 已经越来越不能满足机车电源的出场测试要求[1-3]. 本文研究了一种由软开关移相全桥电路和L型滤波器的并网逆变器电路级联组成的交流能馈型直流电子负载装置， 它可以连续模拟真实环境中的负载大小， 具有灵活性好、 精度高、 体积小、 重量轻和电能循环利用等优点.

这种交流能馈型直流电子负载装置要根据能馈型电子负载拓扑结构和前后级功能要求选择合适的控制策略， 由文献[4]可知， 能馈型电子负载控制技术主要包括： PI控制、 滞环控制、 重复控制、 无差拍控制和模糊控制等. 其中PI控制和滞环控制具有简单易行的优点， 被广泛应用在前后级电子负载上， 但是控制精度有待提高. 重复控制和无差拍控制主要应用在电子负载的能量回馈控制上， 二者都具有优良的并网电流品质， 但是单独使用重复控制无法得到满意的控制效果， 需要与其它控制策略相结合， 而无差拍控制依赖于电子负载的精确数学模型， 限制了无差拍控制的应用. 模糊控制通常需要与其它控制策略联合使用， 这势必增大了控制器的设计难度. 因此针对交流能馈型直流电子负载拓扑结构， 本文研究了一种新颖的控制策略： 前级软开关移相全桥负载模拟变换器采用输入电流外环PI控制、 输出电流内环单周期控制的控制策略， 通过电流外环PI控制输入电感电流来模拟机车电源的输出特性和电流内环单周期控制输出电感电流以提高系统的动态响应速度以及抗电源干扰能力. 针对并网逆变器使用PI控制器时并网电流存在稳态误差的缺陷， 研究了并网逆变器电路采用直流母线电压外环PI控制、 并网电流内环准谐振PR控制的控制策略， 通过电压外环PI控制母线电容电压来维持逆变器所需要的直流电压， 通过电流内环准谐振PR控制来实现对正弦给定并网电流零误差跟踪， 并有效抑制电网的扰动. 由于PI控制器设计简单， 因此本文主要研究交流能馈型直流电子负载的单周期控制器(OCC)和准谐振PR控制器(准谐振PR)设计， 最后通过MATLAB仿真与实验结果验证了本文所讨论的交流能馈型直流电子负载拓扑和控制策略的可行性.

1 交流能馈型直流电子负载原理

图 1 是由软开关移相全桥电路和L型滤波器的并网逆变器电路级联组成的交流能馈型直流电子负载主电路拓扑结构. 通过控制输入电感L1的电流大小来模拟机车电源的负载特性， 电容C1起到输入被测机车电源与移相全桥能量的缓冲作用. 谐振电容C2～C5和谐振电感L2构成移相全桥电路的谐振网络使移相全桥电路工作在软开关状态， 减小开关损耗， 同时提高了整机的工作效率.T为高频变压器， 用于移相全桥电压变换并实现与后级并网逆变器的隔离， 同时为了消除因开关管特性不一致等原因而导致的高频变压器偏磁问题， 将隔直电容C6串联接入其中. 电感L3和电容C11构成移相全桥电路的整流输出滤波器， 通过控制电感L3的电流可以提高负载模拟电路控制性能， 通过控制电容C11的电压来维持并网逆变器所需输入电压并使前后级能量在此进行交换并达到平衡. 电感L4为并网逆变器的高频滤波器， 用来滤除并网电流高频谐波以提高并网电流质量和功率因数.Q1～Q8为功率开关管IGBT，D1～D4为快恢复整流二极管. 前级移相全桥电路主要功能是模拟测试机车电源输出电流特性. 为了使输入电感电流能够快速、 准确地跟踪给定电流， 前级采用电流双环， 内环单周期控制方式， 使电流在最短的时间内达到测试所需大小. 后级L型滤波器的并网逆变器主要功能是将机车电源测试的电能以单位功率因数回馈到交流电网， 从而实现电能循环利用. 为了实现零误差跟踪正弦给定的并网电流， 并网逆变电流采用准谐振PR控制方式.

图 1 交流能馈型直流电子负载主电路Fig.1 Main circuit DC electronic load with AC of energy feedback

2 系统控制策略的研究

2.1 前级软开关移相全桥单周期控制

2.1.1 单周期控制原理

假设功率开关管S的工作频率固定， 即S的开关周期T恒定， 那么在开关管导通关断过程中可以开关函数表示开关管S的工作过程为

若开关管S的输入、 输出信号分别为x(t),y(t), 则y(t)可由x(t)和k(t)表示为

当k(t)=1时， 开关导通， 开关导通时间为Ton, 则y(t)=x(t)； 当k(t)=0时， 开关关断， 关断时间为Toff， 则y(t)=0. 由于本文前级软开关移相全桥电路的开关频率为16 kHz, 则在一个开关周期Ton内，y(t)的平均值为

式中：D(t)为该周期的占空比， 参考基准Lref调制.

在一个开关周期内， 当开关管的输入信号x(t)的积分值和基准信号Iref的积分值相等， 则有

由式(3)， 式(4)可得开关管输出信号y(t)的平均值等于参考基准Iref值， 即

由式(5)可知， 单周期控制的核心思想是： 控制输入信号x(t)在每一个开关周期TS所对应的导通时间Ton中的积分值等于参考基准值Iref在该开关周期TS中的积分值[5-7].

2.1.2 软开关移相全单周期控制器设计

软开关移相全桥负载模拟变换器主要是控制输入侧电感电流， 为了提高变换器静态、 动态特性和抗干扰能力， 本文研究了一种输入电流PI、 输出电流单周期控制的双电流环控制策略， 其控制框图如图 2 所示. 由于单周期控制技术使系统对扰动信号有很好的抑制能力， 并且对给定信号的跟踪稳态误差小， 因此采用单周期控制方式能使移相全桥具有更佳的输出特性[8-10].

图 2 软开关移相全桥单周期控制框图Fig.2 Single cycle control block diagram of phase-shift full bridge with soft switch technology

由软开关移相全桥负载模拟变换器的输入、 输出功率平衡可得

式中：Iin,Iout为全桥输入、 输出电感电流；Vin,Vout为全桥输入、 输出电压；K1,K2为输入、 输出比例常数并且设K1>K2. 移相全桥变换器的输出电压可由输入电压和占空比D表示为

由式(6)， 式(7)得

由式(9)可知，Is为外环电流输出值，Iout是单周期积分器输入信号，Is-Iout作为积分器给定参考值， 按照式(9)采用单周期控制技术即可实现移相全桥负载模拟控制目标.

2.2 后级并网变换器准谐振PR控制

2.2.1 准谐振PR控制原理

并网逆变器电流PI控制框图如图 3 所示.

图 3 并网逆变器电流PI控制框图Fig.3 Block diagram of grid inverter with PI control

由文献[11-15]可知， 对于正弦给定的并网电流采用PI控制时， PI控制器的增益特性在基波频率处小于1， 则并网电流无法实现零误差跟踪控制； 并网电压信号对并网电流是干扰信号， 当并网电压信号扰动时会增大并网电流的畸变率.

目前常采用增大PI控制器的系数和加入电压前馈补偿器等方法来减小正弦给定的并网电流稳态误差以及并网电压扰动干扰. 然而当比例系数增大时可能会引起系统振荡， 当积分系数增大时可以在一定程度上减小稳态误差， 但是这样会导致并网电压、 电流之间产生相位差， 从而减小并网逆变器的功率因数. 电压前馈补偿器可以在一定程度上减小并网电压扰动对系统的影响， 但是不能完全抑制或消除并网电压的干扰.

根据内模原理可得到： 对于输入给定的正弦信号， 当采用的控制器模型中包含正弦信号模型， 则该控制器可以对输入给定的正弦信号实现无静差控制. PR控制器的传递函数为

式中：Kpr为PR控制器的比例系数；Kr为PR控制器的谐振系数.

在PR控制器作用下并网逆变器的并网电流输入、 输出关系为

在电网频率50 Hz处， 即S=jω0， PR控制器的幅值为

(12)

则

即在S=jω0处， PR控制器可以对正弦给定的并网电流进行零误差跟踪.

由式(12)可知， PR控制器在电网频率50 Hz处才具有无穷大幅值增益特性， 而在其它频率处幅值增益有限. 然而在实际并网逆变器工作过程中， 电网频率不可能一直稳定在50 Hz， 而是在50 Hz 上下波动， 同时又由于电力电子器件的非线性特性和控制器精度不足等问题， 使得PR控制器的控制效果变差， 甚至变得不适用. 对此本文提出在电网频率产生偏移时， 采用同样具有高增益特性的准谐振PR控制器.

2.2.2 准谐振PR控制器设计

准谐振PR控制器传递函数为

式中：Kpr,Kr和ωc分别为准谐振PR控制器的比例系数、 谐振系数和截止频率， 并网逆变器电流准谐振PR控制的控制框图如图 4 所示.

图 4 并网逆变器电流准谐振PR控制框图Fig.4 Block diagram of grid inverter with quasi resonant PR control

由图 4 可以推导出， 在准谐振PR控制作用下的并网逆变器电流开环传递函数为

G1(s)=GPR(s)Gpwm(s)Gf(s)=

将式(13)代入式(14)得

由式(13)可知准谐振PR控制器的控制效果由参数Kpr,Kr和ωc共同决定， 为了准确分析每个参数对控制器的影响， 假定其中任意2个参数不变， 观察系统随另一个参数的变化而变化情况. 在设计准谐振PR控制器的参数过程中， 一般先考虑并网逆变器电网频率的波动范围来确定截止频率参数ωc， 再根据系统所需的峰值增益值大小来确定合适的谐振参数Kr； 最后通过调整参数Kpr使得并网逆变器系统具有较大的相角裕度. 在MATLAB仿真实验中， 直流母线电容电压稳定在600 V, 则Kpwm=600， 取滤波电感L=6 mH，ω0=314 rad/s, 不计并网电阻即RS=0.

1) 假定Kpr=0，Kr=1，ω0=314 rad/s，ωc变化时， 并网逆变器电流开环传递函数

2) 假定Kpr=0，ωc=4，ω0=314 rad/s ，Kr变化时， 并网逆变器电流开环传递函数

图 5 截止频率ωc变化时并网逆变器电流开环波特图Fig.5 Bode diagram of the grid inverter current open-loop with ωc change

若谐振系数Kr为1,10,50,100,200 rad/s时， 并网逆变器电流开环波特图如图 6 所示.

图 6 谐振系数Kr变化时并网逆变器电流开环波特图Fig.6 Bode diagram of the grid inverter current open-loop with Kr change

由图 6 可知，Kr的变化只改变系统的谐振增益， 谐振增益随Kr的增加而增大， 对系统开环通道的带宽不起作用.

3) 假定Kr=50，ωc=4，ω0=314 rad/s，Kpr变化时， 并网逆变器电流开环传递函数

G4(s)=

若比例系数Kpr为0.1,1，2,4时, 并网逆变器电流开环波特图如图 7 所示.

由图 7 可知，Kpr变化不仅改变系统控的比例增益而且改变系统的相角裕度， 比例增益和相角裕度均随Kpr的增加而增大. 综合考虑并网逆变器抗电网扰动能力、 零误差跟踪并网电流能力以及系统稳定余度， 选取准谐振PR控制器的参数为：Kpr=2，Kr=50，ωc=4 rad/s. 将并网逆变器系统各个环节参数代入式(15)得到并网逆变器系统电流闭环传递函数G5(s)为

由式(19)可以得到在准谐振PR控制器作用下并网逆变器的电流闭环波特图如图 8 所示.

图 7 比例系数Kpr变化时并网逆变器电流开环波特图Fig.7 Bode diagram of the grid inverter current open-loop with Kpr change

图 8 在准谐振PR控制器作用下并网逆变器的电流闭环波特图Fig.8 Bode diagram of the grid inverter current closed loop with quasi resonant PR control

由图 8 可知， 准谐振PR控制器不仅可以在基波频率处对正弦给定的并网电流实现零误差跟踪， 而且在基波频率附近同样具有无静差跟踪并网电流能力， 即准谐振PR控制器可以应用在电网频率波动的并网逆变器系统中.

3 MATLAB仿真实验

利用MATLAB对交流能馈型直流电子负载的拓扑结构和控制策略进行仿真实验. 待测试机车电源额定功率为70 kW， 输出电压为600±5% V. 前级移相全桥输入电感L1=1.5 mH, 输入缓冲电容C1=5 600 μF， 谐振电感L2=12 μH， 隔直电容C6=120 μF， 变压器匝数比为2∶3， 移相全桥输出滤波电感L3=800 μH， 后级并网逆变器输出滤波电感L4=6 mH，并网电压 380 V/AC.

1) 在输入电压600 V， 额定功率70 kW， IGBT开关频率16 kHz， 负载模拟给定电流为116.7 A 时， 软开关移相全桥单周期控制的仿真波形如图 9 所示. 由图 9 可知， 在输入电压600 V、 输入给定116.7 A电流时， 移相全桥输入电流跟踪达到116.4 A， 误差电流为0.3 A， 电流误差率为0.25%， 满足系统性能指标要求.

图 9 移相全桥给定输入电流116.7 A波形Fig.9 The waveforms of phase-shift full bridge input current with 116.7 A

图 10 移相全桥原边电压、 电流波形Fig.10 The primary current and voltage waveforms of phase-shifted full bridge

由图 10 可知， 移相全桥实现了ZVS软开关技术， 降低了IGBT的开关损耗， 从而提高了系统整机效率； 由图 11 可知， 变压器原、 幅边占空比分别为0.863和0.795， 其占空比丢失为6.8%. 以上分析验证了本文所研究的移相全桥单周期控制策略， 并实现了电子负载模拟功能.

图 11 移相全桥占空比丢失波形Fig.11 The duty ratio loss waveforms of phase-shift full bridge

2) 在直流母线电容电压600 V， 额定功率70 kW， 并网电压380 V/AC， 并网电流峰值260 A， IGBT开关频率5 kHz时， 比较了并网逆变器在PI控制和准谐振PR控制作用下的控制性能， 仿真波形图如图 12～图 15 所示.

图 12 PI控制和PI+电压前馈控制并网电压、 电流波形Fig.12 Grid voltage and current waveform of PI control and PI+ voltage feedforward control

图 13 PI控制、 PI+电压前馈控制并网电流THDFig.13 Grid current THD of PI control and PI+ voltage feedforward control

由图 12 和图 13 可知并网逆变器在PI控制器作用下并网电流峰值只有250 A， 稳定误差高达10 A， 并网电流THD高达3.38%； 而且在PI控制器基础上加入电网电压前馈补偿器， 并网电流峰值也只有255 A， 稳定误差还有5 A， 并网电流THD没有明显改善.

由图 14 和图 15 可知， 在准谐振PR控制器的作用下， 正弦给定的并网电流峰值高达260 A, 并网电流THD只有0.52%， 实现了并网电流的无静差控制， 同时大大提高了并网电流的质量.

图 14 准谐振PR控制并网电压、 电流波形Fig.14 The waveforms of voltage、 current of grid inverter with quasi resonant PR control

综上所述， 并网逆变器在准谐振PR控制作用下不仅实现了对正弦给定的并网电流零稳态误差控制， 而且具有良好的并网电流THD； 验证了本文所研究的并网逆变器准谐振PR控制策略.

图 15 准谐振PR控制并网电流THDFig.15 The THD of grid inverter with quasi resonant PR control

4 实验验证

为了验证本文所研究的交流能馈型直流电子负载两级拓扑结构和控制策略， 搭建了交流能馈型直流电子负载小功率实验平台， 其开关器件采用英飞凌公司的IGBT模块， 前后级开关频率分别为16 kHz和5 kHz， 主控制器采用TI公司的TMS320F2812芯片. 输入电压400 V， 移相全桥输出电压400 V(母线电压400 V)， 单相并网电压220 V/AC， 输入电流15 A， 实验波形如图16～图20所示.

图 16 移相全桥给定电流15A实验波形Fig.16 The experiment waveform of phase-shift full bridge input current with 15 A

在输入电压400 V， 给定电流15 A时， 由图 16～图 18 可知， 前级移相全桥负载模拟电流稳定在14.8 A， 实现了负载模拟功能， 同时移相全桥工作在ZVS软开关状态， 降低了IGBT的开关损耗， 提高了系统整机效率. 由图 19 和图 20 可知， 后级并网逆变器在PI控制器作用下并网电流峰值为33.6 A， 在PR控制器作用下并网电流峰值为38.2 A； 并网电流在PI控制器作用存在4.6 A的稳态误差， 而准谐振PR控制器能够实现了并网电流无静差控制.

图 17 移相全桥原边电压、 电流实验波形Fig.17 Phase-shiftedfull-bridgeprimary current voltage experiment waveform

图 18 移相全桥变压器原边、 次边电压实验波形Fig.18 Phase-shifted full-bridge transformer primary, the secondary voltage Experiment waveform

图 19 PI控制并网电压、 电流实验波形Fig.19 The voltage and current experiment waveform of grid connect with PI control

图 20 准谐振PR控制并网电压、 电流实验波形Fig.20 The voltage and current experiment waveform of grid connect with quasi resonant PR control

5 结 论

本文研究的交流能馈型直流电子负载拓扑结构能实现对机车电源的负载模拟和测试电能高效率的回馈电网功能； 移相全桥单周期控制策略能实现电子负载的模拟以及移相全桥软开关(ZVS)； 对比PI控制和准谐振PR控制对并网逆变器的电流跟踪效果得出， 准谐振PR控制能实现并网电流无静差控制以及抗电网扰动能力； MATLAB仿真和实验验证了本文所研究的交流能馈型直流电子负载的正确性、 可靠性和有效性.

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ResearchonACofEnergyFeedbackTypeDCElectronicLoad

CAI Hua-feng, MEI Ji-chao, LIAO Dong-chu， TONG Yan

(Hubei Collaborative Innovation Center for High-efficiency Utilization of Solar Energy, Hubei University of Technology, Wuhan 430068, China)

A kind of AC of energy feedback type DC electronic load device was researched. It consisted of a phase-shift full bridge circuit with soft switch technology and a grid inverter circuit with L filter. The former phase-shift full bridge with soft switch technology used the control strategy of input current outer loop with PI-controlled and the output current inner loop with single cycle controlled. The output characteristics of locomotive power supply could be simulated by controlling the input inductor current. As using PI controller in grid inverter might lead to the grid current steady-state error, and a new control strategy was presented-outer DC bus voltage loop with PI control and inner grid current loop with quasi resonant PR control. The inverter DC voltage could be stabilized through outer voltage loop and the grid current with zero steady-state error could be realized through inner current loop. MATLAB simulation and experimental results verifies the feasibility of AC of energy feedback type DC electronic load topology and control strategies discussed.

DC electronic load； AC of energy feedback； phase-shift full bridge； single cycle control； quasi resonant PR control

1673-3193(2017)03-0364-09

2016-10-09

蔡华锋(1978-)， 男， 讲师， 主要从事电力电子节能技术的研究.

梅继超(1990-)， 男， 硕士生， 主要从事电力电子与电力传动技术的研究

TM921.02

A

10.3969/j.issn.1673-3193.2017.03.020