用于反激式变换器的BJT功率管驱动电路的设计

谢 炜，冯全源



用于反激式变换器的BJT功率管驱动电路的设计

谢 炜，冯全源

（西南交通大学微电子研究所，四川成都 611756）

为反激式变换器BJT功率管设计了一种驱动电路。针对电流镜复制的精确度，设计了运放、MOS管组成的深度负反馈环路和共源共栅结构对电路进行钳位，使电流精确复制到功率管基极；针对BJT管较慢的开关速度，配合数字控制，缩短功率管状态转换所需时间，降低了功率管损耗。在CSMC 18 μm 18 V工艺下，利用Hspice软件进行仿真，结果表明，BJT功率管工作在饱和区，开关转换速度增强，满足了反激式变换器对BJT功率管开关速度的要求。

反激式变换器；BJT功率管；驱动电路；数字控制；饱和区；开关转换

随着数码电子产品的井喷式发展和国家对LED照明技术的重视，反激式开关电源市场日趋成熟。数字控制技术由于其设计可复用性高、对工艺依赖性低、控制策略巧妙，使得被模拟技术占据的电源管理芯片市场愈来愈走向数字化。

MOSFET器件自被设计者认知开始，迅速成为现代电力电子技术和电源管理技术的主要半导体开关元件，从而被电源系统研究者广泛应用和研究。相反，BJT器件由于其固有缺陷，即较慢的d/d、d/d，较大的损耗，被市场慢慢淘汰。但是，BJT价格较MOSFET低，尤其是在大电压（>700 V)和低功率（<3 W)的应用中；在没有Y电容、CM滤波器的情况下，较慢的d/d使变压器漏感的能量能够相当一部分耗尽在功率BJT关断时期，成本降低，EMI较小[1]。

针对上述问题，本文设计了一种适用于反激式变换器BJT开关管的驱动电路，配合数字控制算法，根据负载变化实时调整基极电流，在一定程度上，确保BJT保持在最佳状态。

1 实验

1.1 功率BJT管开关特性

在设计BJT开关管驱动电路时，必须考虑开关特性和功耗问题。BJT开关电路如图1所示。in为基极输入电压，CC为外围输入电压。当in为低电位时，BE<0，BC<0，发射结和集电结都是反偏[2]，集电极电流为：

C≈ 0 （1）

当in为高电位时，BE>0，发射结处于正偏，但BJT处于饱和区或者放大区取决于BC的大小。

式中：BE为基极到发射极电压；BC为基极到集电极电压；为共发射极直流放大系数。

（3）

当基极驱动电流B较小时，会使

BC<0，集电极反偏，BJT进入放大区，这时候损耗较大，并不是理想的开关状态。当B继续增大使BC>0，BJT进入饱和区，这时的CE值较小，C达到最大值，其值仅跟L、C和CC有关，功耗最小，抗干扰增强。很接近理想的开关状态[3]。

图1 BJT管开关电路

Fig.1 BJT tube switching circuit

但是，当B增大到超过临界饱和状态时，C几乎不会再变化，同时BJT进入深度饱和状态，造成基极和集电极存储电荷过大，使得BJT管退出开启状态时间过长，影响开关速度。BJT基极相当于一个储能较大的电容，较小的B又会使开关延迟时间较长。所以B的取值很重要。

以NPN管为例，BJT的功耗分割为两个部分[4]：

集电结功耗：

发射结功耗：

（6）

总功耗：

式中：CB为集电极到基极电压；BE为基极到发射极电压。根据式（7），集电极电流C的大小只取决于外围电路和PWM的大小，为了减小功耗，可以通过减小基极电流B来达到。所以，根据负载变化实时调整基极驱动电流B，用数字算法调控一个导通周期的驱动电流，使功率BJT处于最佳状态。

1.2 驱动电路原理图

图2所示为本文设计的BJT功率管驱动电路的原理图。图中，CC为驱动电路的供电电压，电流源S为可调电流镜组的输出电流，in为外围电路的输入电压。电感L、功率BJT管Q1、电阻R4都为外围电路元器件。

图2 驱动电路原理图

在开启导通阶段，数字算法控制输出的可调电流S通过M1管，被镜像给M5管。图中，运算放大器A、M2管、M4管形成一个负反馈环路，A工作于深度负反馈，利用其输入端“虚短”特性，对M1管和M5管的漏端进行钳制，即M1管、M5管DS相等，很大程度上降低了沟道长度调制效应。电流S可以精确地复制给下一级，流过M5管的电流可以简化为：

式中：分别为晶体管的宽和长。下一级通过M2、M3、M4、M6管组成的共源共栅电流镜组，电流被准确地复制给功率BJT管Q1的基极。M7管在Q1导通时，处于截止区。流过M3管的电流全部流向R3和Q1的基极。

在关断阶段，数字控制会迅速将电流镜组产生的S置为0；同时通过M8管将M2管的栅极电压拉高；并且通过简单控制彻底停止运放A工作；同时将M7管导通，反向抽取Q1基极存储的电荷，加速进入关闭状态。电阻R3同样会帮助基极电容放电。在芯片未上电时，电阻R3会泄放存储在Q1基极的电荷，避免Q1管误导通。

1.3 数字控制驱动

图3为数字控制电流镜组，DD为输入电压，b1，b2为电流镜主控管偏置。12345为数字控制模块提供的控制电压。图3中，有五组电流支路。当1为低电平时，第一条支路产生1的电流；当2导通时，产生2的电流，同理有345。

在导通阶段，数字控制在PWM波由0变1的前3个周期时，立刻将输出1、2、3、4、5全部置为0，控制电流镜全部打开，S为最大电流，对Q1基极进行充电，实现快速饱和导通的功能；第4个周期开始，数字控制会根据负载的变化计算出所需要的基极电流，控制电流镜输出；在PWM波从1变0的倒数5个周期，数字控制电流镜输出最小饱和驱动电流，减少关断BJT管所需时间；PWM波为0时，数字控制输出1=2=3=4=5=1，S=0。

2 结果与讨论

采用CSMC 18 μm 18 V工艺，利用Hspice仿真工艺对驱动电路进行仿真验证。参照图2，运放A和M2、M4管负反馈环路交流仿真结果如图4所示。

图4 交流仿真结果

当外围电路负载为重载时，环路的增益为76 dB，相位裕度约为52.6°；轻载时，环路增益为83 dB，相位裕度约为40°。

图5中，PWM波为输入电压，BJT_b为功率管基极，(BJT)为流过功率管电流。重载时，即占空比为14%，导通延迟为275.1 ns，关断延迟为332.3 ns；轻载时，即占空比为4.4%，导通延迟为354.4 ns，关断延迟为301.3 ns。

图5 驱动电路仿真结果

3 结论

设计了一种用于反激式变换器BJT功率管驱动电路，配合数字控制，在10 MHz的时钟信号下，能够有效降低BJT管导通和关断的延迟时间。增加时钟信号频率，能够使延迟时间进一步降低。

[1] LI Y. Why consider a power BJT rather than a MOSFET? [J]. EE Times, 2010(1591): 48-48.

[2] 于敏, 李闽. 三极管开关特性探讨 [J]. 硅谷, 2012(1): 24-24.

[3] 梁佳骏. 反激式开关电源功率三极管自适应驱动电路设计 [D]. 南京: 东南大学, 2015.

[4] 周宦银, 刘家华, 李莉. 晶体三极管功耗的研究 [J]. 现代电子技术, 2007, 30(12): 38-40.

[5] 李云鹏, 范国亮, 张国俊. 一种NPN型功率管驱动电路的设计 [J]. 微电子学, 2016(4): 352-355.

[6] 张英, 王耀洲, 陈乃铭. SiC BJT的单电源基极驱动电路研究 [J]. 电子器件, 2016, 39: 26-31.

[7] BOREKCI S, ONCU S. Switching-mode BJT driver for self-oscillated push-pull inverters [J]. J Power Electron, 2012, 12(2): 242-248.

[8] RABKOWSKI J, TOLSTOY G, PEFTITSIS D, et al. Low-loss high-performance base-drive unit for SiC BJTs [J]. IEEE Trans Power Electron, 2012, 27(5): 2633-2643.

（编辑：陈渝生）

Design of a driving circuit with power BJT used in flyback converter

XIE Wei, FENG Quanyuan

(Institute of Microelectronics, Southwest Jiaotong University, Chengdu 611756,China)

A driving circuit with power BJT used in flyback converter was designed. In view of the accuracy of copying with the current mirror, a deep negative feedback loop and cascode structure composed of op-amp and MOS were designed to clamp the circuit, making the current copy to the base of power tuber precisely. In view of slow switching speed of BJT, a digital control algorithm was designed to shorten the time required for power transistor state transition, and to reduce loss. In the CSMC 18 μm 18 V process, the circuit was simulated by using Hspice software. The simulation results show that power BJT is driven into saturation region and the switching speed increases, which the demands meet of flyback converter for switching speed.

flyback converter; power BJT; driving circuit; digital control; saturation region; switch conversion

10.14106/j.cnki.1001-2028.2017.06.019

TN432

A

1001-2028（2017）06-0095-03

2017-03-09

冯全源

国家自然科学基金重点项目资助（No. 61531016）；四川省科技支撑计划重点项目资助（No. 2016GZ0059; No. 2017GZ0110）

冯全源（1963－），男，江西景德镇人，教授，研究方向为数字、模拟及射频集成电路设计，E-mail: fengquanyuan@163.com；谢炜（1991－），男，山西运城人，研究生，研究方向为模拟集成电路设计，E-mail: xdm2138@163.com 。

网络出版时间：2017-06-07 13:45

http://kns.cnki.net/kcms/detail/51.1241.TN.20170607.1345.019.html