400 Hz有源功率因数校正系统设计

刘 刚，潘李云，孙前刚

(中国船舶重工集团公司第七二三研究所，江苏 扬州 225001)



400 Hz有源功率因数校正系统设计

刘 刚，潘李云，孙前刚

(中国船舶重工集团公司第七二三研究所，江苏 扬州 225001)

设计了一种将220V/400 Hz交流输入转化成直流高压输出的交流/直流(AC/DC)功率变换系统。分析了该电路拓扑的工作原理，推导了解耦算法步骤，并对主体电路进行了分析。结果表明该技术具有控制方便、结构简单且功率因数很高的优点，适合中大功率应用场合。

有源功率因数；校正；解耦

0 引 言

400 Hz中频电源广泛应用于航空航天设备，由于重量要求，此类电源容量有限，希望航电设备尽量提高功率因数，减少无功损耗，提高供电效率。采用二极管不控整流的AC/DC电路，电流波形畸变严重，谐波含量大,功率因数低。利用无源电抗器和电容器构成的阻容网络进行功率因数校正效果差，通常只有0.7左右；而且体积大、笨重，不符合现代电源模块高密度、集成化的设计需求[1]。

有源功率因数校正技术则可很好地解决上述问题，采用此类技术设计的有源功率因数校正器体积小、重量轻、效率高而且功率因数很高，可达单位值。这些特点非常符合航空航天设备小体积、轻重量、高效率方面的需求[2]。

1 功率因数及系统结构

功率因数定义[3]：

(1)

式中：Py为有功功率；Ps为视在功率;γ为畸变因数，为基波电流与总电流的比值；θ为传送到电网的电压与电流的相位差。

上述公式规定了影响FP值的2个因子:电流畸变率与电压电流之间相位差。电流畸变越小，相位差越小，功率因数就越大。对于二极管整流的方式来说，虽然位移因数cosθ接近于1，但输入电流中谐波含量很大，即输入电流波形畸变因数γ很小，从而造成总功率因数FP很小。而晶闸管相控整流中，输入电流的相位滞后于电压，滞后角随晶闸管触发延迟角的增大而增大，位移因数cosθ随之降低。与此同时，输入电流中含有的谐波分量大，输入电流波形畸变比较严重，因此总的功率因数也很低。随着基于脉宽调制(PWM)整流的全控型有源功率因数校正拓扑结构和控制算法的日趋成熟，使用全控器件的PWM整流器已经基本实现网侧电流正弦化、单位功率因数，其中基于全解耦控制算法的三相六开关PWM整流器能够使输入电流自动跟踪输入电压波形，功率因数达到0.99甚至1.0，获得很高的功率因数[4]，以下基于该架构进行设计。

整个校正系统包括五部分：输入电抗器，主功率变换器，六开关隔离驱动模块，控制模块，输出滤波网络。主功率变换器采用三相六开关架构，共有3个桥臂，每臂由1个开关管并联二极管组成，可以通过控制开关管的通断来控制电流的大小。这种电路的特点是输入电流总谐波小，即电流畸变小，输出电压低，效率高，可得单位功率因数，能量可双向流动。系统结构如图1所示。

2 解耦控制设计

对图1电路进行分析可以发现，三相输入电压与电流相互耦合，难以实现对某一相的单独控制。事实上，三相PWM整流器是一个时变的非线性耦合系统，在三相静止坐标系中，电路的相电压和网侧输入电流的瞬时值是相互耦合的，分析时需要考虑彼此间耦合关系，所以要想获得理想的控制效果，必须对三相电气量进行解耦[5]。

为此，可以将三相静止坐标系(a,b,c)转换到以电网电压基波频率400 Hz同步速旋转的两相旋转坐标系(d，q)上，在正交的坐标系中对相互垂直的矢量分别控制，从而实现全解耦。

具体解耦控制方法如下：

(1) 对网侧输入电压电流进行采样，得到400 Hz的输入数据ea，eb，ec和ia，ib，ic。对采样到的输入数据进行由三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换，得到两相旋转坐标系下的输入ed，eq和id，iq的方程:

(2)

(3)

(4)

(5)

(3) 把式(4)、式(5)代入式(2)、式(3)并化简后可得:

(6)

式(6)表明，基于两相同步旋转坐标系的全解耦控制算法使三相电压源整流器(VSR)电流内环实现了解耦控制，三相对称静止坐标系中的基波正弦量转化为以频率400 Hz旋转的两相旋转坐标系中的直流量，简化了控制系统设计。该方法实现了对有功电流id和无功电流iq的单独控制。为实现功率因数单位化，可将iq的指令电流设置为0。

3 主电路设计[6-8]

主电路将三相220 V/400 Hz的交流输入转化成380 V直流输出，并且实现有源功率因数校正功能，系统结构示意图见图1，主要技术指标为：

输入电压：三相220 V/400 Hz

开关频率：6 kHz

输出电压：DC400V

输出功率：5 kW

功率因数：≥0.95(满载)

电路设计中，三相交流输入首先经过网侧电抗器滤波，其主要作用是隔离电网与功率变换器，储存能量并抑制调制产生的高次谐波。电感的取值应适当，如果电感取值过小，会增加电流中高次谐波的含量;过大则会影响电流跟踪指令的速度，造成整个系统动态性能下降。电感按以下公式计算：

(7)

式中：Um为相电压峰值；φ为功率因数角；ω为角频率；Py为交流侧有功功率。

将设计参数代入上式，解得L≤3.4 mH。

电感滤波后的三相电进入三相全控整流桥，根据输出功率计算线电流：

(8)

查阅产品手册，选择PM50CLA600智能功率模块可满足设计要求，该智能功率模块(IPM)额定工作电压600 V，允许输入电流50 A，集成6个功率开关，每个开关模型均可等效为二极管并联开关形式，内部集成过温、短路和低电压保护功能，可以达到最高20 kHz的工作频率，具有开关速度快、驱动延时小、损耗低等特点。

控制部分使用基于数字信号处理(DSP)芯片的数字化控制技术，芯片型号为TMS320F2812。其内置EVA、EVB 2个事件管理器，每个管理器能够控制3对相互独立的PWM输出，产生多种复杂的PWM波形。该系统为三相六开关结构，因此需要使用EVA的PWM波形发生模块控制6个开关的行为状态。

信号检测与采样电路包括输入电压、电流和输出电压采样与调理。取样电路设计选用高速隔离互感器，动态响应快，带宽宽，能够满足负载大范围变动时稳定电压的要求。

整个有源功率因数校正(APFC)控制系统采用软件编程实现，调试方便，监测数据点丰富，具有诸多显著优点，包括控制方式灵活、控制准确性高、有错误自检测功能、可动态调整多达几十个环路参数、能够在线调试等等。基于上述设计参数的控制系统结构示意图见图2。

图2为基于高速DSP的控制电路结构示意图。输入电压、输入电流和输出电压经信号检测与采样电路调理后送至DSP芯片采样，DSP芯片根据采样值按照前述算法公式进行解耦运算和控制，输出PWM脉冲，控制驱动电路，调节功率因数。

4 设计验证

使用FLUKE NORMA 4000CN功率分析仪对试验样机的实际工作状态进行监测，显示数据表明该电路实现了对三相400 Hz交流输入的有源功率因数校正，且功率因数达到0.998 41，电路输出功率达到5 kW以上，实验结果符合设计要求，详细监测数据见表1。

表1 详细监测数据

[1] 定明芳，杜贵平.数字化三相功率因数校正(PFC)技术的现状及发展趋势[J].电源技术应用，2007(5)：56- 61.

[2] 郑娜.机载三相电源研究与设计[D].西安：西北工业大学,2005.

[3] 麦加.数字控制三相功率因数校正技术研究[D].长春:长春理工大学,2013.

[4] 陈巨龙.一种三相双开关功率因数校正电路的研究[D].武汉：华中科技大学,2007.

[5] 涂永飞.三相有源功率因数校正研究[D].南京：南京理工大学，2007.

[6] 罗涛.三相有源功率因数校正技术的研究[D].武汉：华中科技大学，2007.

[7] 张文军.三相功率因数校正及其控制技术研究[D].西安：西安理工大学,2008.

[8] 杜思涛.三相有源功率因数校正系统的研究[D].广州：广东工业大学,2014.

Designof400HzActivePowerFactorCorrectionSystem

LIU Gang,PAN Li-yun,SUN Qian-gang
(The 723 Institute of CSIC,Yanzhou 225001，China)

This paper designs an alternating current/direct current (AC/DC) power transform system which switches the input of AC 220V/400Hz into DC high voltage,analyzes the operating theory of the circuit topology,deduces the decoupling algorithm steps,and analyzes the main circuit.The results show that the circuit has merits of being controlled easily,simple structure,high power factor,so is suitable for high power application.

active power factor；correction;decoupling

2017-02-14

TM91

：A

：CN32-1413(2017)03-0118-03

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2017.03.028