直接序列扩频分组映射码索引调制*

2017-06-23邢峰英

电讯技术 2017年6期

关键词：比特率比特信噪比

邢峰英

(1.重庆邮电大学移动通信技术重庆市重点实验室,重庆 400065；2.重庆通信学院应急通信重庆市重点实验室，重庆 400035)

直接序列扩频分组映射码索引调制*

邢峰英**

(1.重庆邮电大学移动通信技术重庆市重点实验室,重庆 400065；2.重庆通信学院应急通信重庆市重点实验室，重庆 400035)

针对直接序列扩频码索引调制发射端使用大量伪随机(PN)码的问题，提出了一种使用较少PN码的分组映射码索引调制方案。该方案在发射端并行设置多个调制子块独立进行幅相调制,同时集中选取各调制子块间同相、正交支路扩频所需的PN码，经索引值大小排序后依次扩频各调制子块中调制符号的同相、正交分量。分析和仿真结果表明，相同频谱效率条件下所提方案比直接序列扩频码索引调制方案使用的PN码个数更少，并在加性噪声信道下,信噪比高于10 dB时,保持着约1 dB的误比特率性能优势，并远优于空间调制在最优检测算法下的误比特率性能。

直接序列扩频；码索引调制；分组映射；伪随机码组合

1 引言

近年来，随着空间调制(天线索引调制)与子载波索引调制的深入研究，人们将索引思想引入到扩频通信中，提出了码索引调制技术[1]。通过增加选择PN码的索引映射块，隐性传输部分信息比特，该技术在保持扩频通信高可靠性与良好抗干扰能力的同时，进一步提升了传输速率，降低了能量消耗，符合当前绿色通信[2]对实现频谱效率与能量效率平衡的要求，对于扩频通信与索引调制技术发展有着重要的意义。

多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)无线通信技术在不增加带宽的前提下大大提升了系统的容量和频谱利用率，然而也存在一些不足，如系统对天线同步要求严格、复杂度与能量消耗大等[3]。为此，文献[4]提出了空间调制(Spatial Modulation,SM)技术，发送端信息比特首先被分割为两部分，一部分信息比特用来选择激活的天线，另一部分映射为调制符号通过当前选定的天线发射出去，该传输方式有时也被称为天线索引调制。类似天线索引调制，文献[5]针对多载波系统提出了子载波索引调制(Subcarrier Index Modulation,SIM)，将激活子载波的索引作为一种额外的域，部分比特流以键控方式选择待激活的子载波，映射隐性传输。文献[6]介绍了一种增强型子载波索引调制方案，方案中每位索引比特通过选择激活对应位置两个相邻子载波中的一个来实现映射隐性传输。近几年，SM技术与SIM技术得到了深入的研究，并获得很大的发展[7-10]。

Kaddoum等[11-12]将索引映射思想引入到直接序列扩频中，提出了码索引调制(Code Index Modulation,CIM)，发送端部分信息比特被映射为不同PN码，隐形传输。与SM、SIM相比，CIM将索引设计挑战转移至设计采用良好特性PN码，使系统设计更加主动与可控；同时可通过调整映射PN码个数来调节传输速率，也节约了物理链路尤其是射频链路消耗；扩频系统自身良好的抗干扰和抗多径能力[13]，也进一步提升了码索引调制系统的鲁棒性。然而CIM也存在一些问题，主要表现在系统为获得较高频谱效率需采用大量PN码，即以增大PN码组维度为代价，使得在接收端需大量相关器实现对发射端采用的PN码的相关检测。

针对上述码索引调制存在的问题，本文从提高系统频谱效率、降低映射PN码组维度的角度出发，提出基于排序方式的分组映射码索引调制(Block Mapping Code Index Modulation,BM-CIM)方案。系统在发射端同一时刻并行处理多组信息流，各组间独立进行幅相调制；同时根据映射信息流与分组数，统一设计和选择当前系统映射PN码组与采用的PN码，并按照顺序方式依次送往各分组扩频传输，可使得系统在提高频谱效率的同时PN码组维度保持较小的状态。仿真分析表明，BM-CIM方案与在相同频谱效率的直接序列扩频码索引调制方案(Direct Sequence Spread Spectrum Code Index Modulation，DSSS-CIM)相比，在信噪较高时始终保持1 dB的性能优势，同时降低了发送端PN码组维度，减少了系统接收机对PN码检测时相关器的使用个数，简化了系统，降低了实现成本。

2 分组映射码索引调制

2.1 信号调制方案

发射机模型如图1所示，其中调制部分Smod按照每个调制子块为一个分组的方式，并列分为N个调制子块，即N个分组。各调制子块采用相同的多进制相移键控(M-ary Phase Shift Keying，MPSK)调制。

图1 发射机模型

发送端信息比特流d，按照Ns位比特为一个数据块分块，其中第i个数据块di经串并转换后，被分割为调制部分与映射部分，且调制部分再根据分组个数N拆分为N个调制子块。第一组调制子块经过MPSK调制后，其同相和正交两支路分别通过经映射部分选择排序后的各支路PN码进行扩频。剩余其他组中调制子块各支路处理方式与上面一组类似。最后将各路信号合成，并经载波调制后，通过天线发射出去。

第i个数据块di分割方式可表示为

(1)

si,b=ai,b+jbi,b。

(2)

ai,b与bi,b分别表示符号si,b的实虚部。每个调制子块中包含的信息比特位数m需与MPSK调制阶数M相对应，即满足2m=M，且数据块di中包含的信息比特数Ns满足

Ns=mN+n。

(3)

于是，系统发射端信号y(t)可表示为

(4)

式中：wi,bj,k、wi,bj′,k分别是映射部分选择的调制子块si,b中I、Q两路使用的PN码，j、j′为PN码的索引值，L为PN码码长，N为分组个数，f0为载波频率，p(t)为矩形脉冲成型函数，Tc为码片长度。

2.2PN码映射方式

PN码在映射前需首先根据分组数计算当前可采用的最小的PN码组维度。由上节发射机模型得知，发送端包括N个分组，每分组同时又包括正交与同相两条支路，因而发送端扩频发送时，共计需2N个不同的PN码。于是，扩频码组维度最小正整数值Nssc需满足

(5)

表1 PN码映射表Tab.1 PN code mapping set

3 分组映射码索引调制的信号解调

接收端对信息比特的恢复包括两部分，一部分是解映射发送端当前所采用PN码组合，另一部分为解调各分组调制符号。且解映射部分为解调部分的基础，各分组中各支路当且仅当所采用PN码确定后，才能正确解调恢复出调制信息比特。接收机模型如图2所示。

接收端信号在经过载波恢复后，基带信号可表示为

(6)

式中：h(t)为信道系数，n(t)为均值为0、方差为n0/2的加性高斯白噪声。

(7)

简化式(7)得

(8)

(9)

4 复杂度分析

本节对采用4PSK调制的BM-CIM方案、DSSS-CIM方案以及DSSS-4PSK调制方案进行复杂度对比。为简单起见，BM-CIM方案中映射比特数与调制块中的支路数相同，通过比较传输Ns位信息比特所进行的扩频解扩运算次数与PN码使用个数，来评估系统复杂度。BM-CIM方案中任一分组发送一个调制符号，需进行两次扩频运算，发射端共计N个分组，因而共需要2N次扩频运算。DSSS-CIM方案与DSSS-4PSK调制方案同一时刻只发送一个调制符号，分别进行两次与一次扩频运算。

通过式(5)计算可得，BM-CIM方案需使用Nssc个PN码，于是在接收端BM-CIM方案需执行Nssc次解扩运算，以检测解映射出映射比特，而不是DSSS-CIM 方案的4次与DSSS-4PSK的1次解扩运算。发送Ns位信息比特，3种方案间的关系表达式如表2所示。

表2 不同方案间运算量、PN码数、频谱效率对比Tab.2 Comparison of computational complexity,number of PN code,spectral efficiency among different schemes

5 仿真分析

本节采用MATLAB仿真验证BM-CIM方案的性能。仿真中采用等效基带方法，调制端符号速率为25 600symbol/s，每种信噪比下仿真的符号数为105，PN码选用扩频增益SG=64的Walsh码。

图3仿真给出了BM-CIM方案、DSSS-CIM方案和DSSS-16PSK方案在加性噪声条件下误比特率性能对比。同时,由于SM利用空间天线域作为一种映射比特的方式，本质上也是一种索引调制，为此也将其加入了对比，接收端采用性能最优的最大似然估计检测算法进行检测。各方案参数配置如表3所示。其中，N表示采取的分组数，n表示映射信息比特位数，M为调制阶数。

图3 加性噪声下误比特率对比

方案参数配置符号表示频谱效率PN码数BM-CIM两个分组，4PSK，4位映射比特N=2n=4M=487DSSS-CIM4PSK，6位映射比特n=6M=4816DSSS16PSK16PSK41SM8发8收，32PSK8×832PSK80SM4发4收，16PSK4×416PSK60

从图3仿真结果可以看出，在信噪比低于10 dB时两种码索引调制方案DSSS-CIM与BM-CIM误比特性能要差于SM调制方案，但随着信噪比上升误比特性能逐渐优于SM与DSSS-16PSK，即码索引调制在低信噪比时误比特性能不具备优势。

BM-CIM与DSSS-CIM相比，信噪比小于10 dB时DSSS-CIM约有1 dB性能优势，信噪比大于10 dB时BM-CIM约有1 dB性能优势。分析可知，BM-CIM方案低信噪比下性能降级原因在于映射比特当且仅当各分组中的每条支路所采用的扩频码正确检测时，才可通过表1正确解映射出映射信息比特。也就是说当前发送端选用的4个Walsh码中任意一个码检测错误均会导致映射信息比特检测错误；同时基于排序方式的各支路调制符号解调也面临上述问题，任意一个扩频码检测错误的影响均会蔓延至所有调制符号的正确解调。然而在高信噪比情况下，扩频码检测错误概率迅速下降，上述影响将降到最低，BM-CIM方案的优势凸现出来。

图4仿真了不同调制阶数M与映射比特数n的BM-CIM方案在加性高斯白噪声下误比特率性能,各方案参数配置如表4所示。

图4 不同BM-CIM间误比特率对比

方案参数配置符号表示频谱效率PN码数①两个分组，4PSK，4位映射比特N=2n=4M=487②两个分组，4PSK，6位映射比特N=2n=6M=4108③两个分组，8位映射比特N=2n=8811④两个分组，8PSK，6位映射比特N=2n=6M=8128

曲线①与②表明在分组数N与调制阶数M不变的情况下，映射比特数n增加两位信息比特，误比特率约有2 dB的性能降低。

曲线②与④相比，两者采用的调制方式分别为4PSK与8PSK，其他参数配置一致。随着信噪比增加，两者间误比特率性能差距逐渐加大，误比特率为10-4时，约有5 dB的性能差距。因为映射比特数的增加，只是增大了PN码组维度，而不会改变传输符号间欧氏距离，误比特率主要受PN码是否正确检测与分组间信号干扰的影响。但是随着调制阶数的增大，符号间欧式距离减小，同时分组符号间干扰会进一步加剧对传输符号的正确检测，因而性能降低明显。

曲线①与③相比，两方案频谱效率均为8 bit/s·Hz-1，后者不采用幅相调制，明显在低信噪比条件下性能更为突出，同时随着信噪比增加性能接近一致，优势逐渐消失。

图5仿真给出了多普勒频移为160 Hz、脉冲成型后信号的抽样间隔为1/800 000 s的瑞利信道条件下，不同BM-CIM方案与DSSS-CIM方案间误比特率性能对比，参数配置如表5所示。

图5 瑞利信道下误比特率对比

方案参数配置符号表示频谱效率PN码数①两个分组，4PSK，4位映射比特N=2n=4M=487②两个分组，4PSK，6位映射比特N=2n=6M=4108③两个分组，8PSK，4位映射比特N=2n=4M=8107④4PSK，6位映射比特n=6M=4816

曲线①与④相比，BM-CIM与DSSS-CIM调制阶数、频谱效率相同，DSSS-CIM误比特率约有1 dB增益。原因在于，BM-CIM采用两分组，同一时隙有两个符号同时在传输，彼此之间存在着干扰。而DSSS-CIM由于采用的PN码数为16，远大于BM-CIM的7个，使得DSSS-CIM接收端相对于BM-CIM，更加难以正确检测PN码。所以两者间性能差距并不大，DSSS-CIM有略微的优势。同时也可以看出，BM-CIM中多分组调制符号间干扰要比增加PN码使用个数更容易造成性能的下降。

3组BM-CIM方案(曲线①、②、③)对比可知，瑞利信道下BM-CIM每增加两位映射比特性能约有2 dB降级。随着调制阶数的上升，误比特率性能表现出与加性噪声条件下一致的规律，即随着调制阶数上升，性能迅速恶化。原因同样是调制阶数上升导致符号间欧式距离减小，此外分组间符号干扰进一步加剧性能的降级所造成的。

6 结束语

扩频通信优越的抗干扰和抗多径能力，使得它在各个领域有广泛的应用。将索引思想引入到扩频通信中对扩频通信发展有着重要的意义，对其进行详细的研究并改进，具有很大的现实价值。本文针对DSSS-CIM，提出一种基于排序方式的BM-CIM方案，可有效解决DSSS-CIM频谱效率低与系统使用大量PN码的不足，降低了接收机相关器资源消耗，使得系统更加适用于工程应用。分析与仿真表明，本文BM-CIM使用不到一半PN码即可实现与DSSS-CIM相同的频谱效率，且随着BM-CIM分组数增加，两者使用PN码个数差距越明显。在加性噪声信道下，与DSSS-CIM相比，BM-CIM在信噪比高于10 dB时约有1 dB误比特率性能优势，并远优于空间调制在最优检测算法下的误比特率性能。同时，BM-CIM可灵活调整分组数、调制阶数与映射比特数来满足各种不同应用场景，甚至可不采用幅相调制，完全利用PN码的索引来传输信息。因此，未来可进一步研究不同配置下BM-CIM的性能，探究如何实现频谱效率与资源效率的最大化。

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Direct Sequence Spread Spectrum Block MappingCode Index Modulation

XING Fengying1,ZHENG He2,LIU Yonghua1,JIANG Zhilin1,GE Lijia2

(1.Key Laboratory of Mobile Communication Technology,Chongqing University of Posts andTelecommunications,Chongqing 400065,China；2.Chongqing Key Laboratory of Emergency Communication,Chongqing Communication College,Chongqing 400035,China)

To solve the problem of using large quantities of pseudo random(PN) codes at transmitter of the direct sequence spread spectrum code index modulation(DSSS-CIM),this paper proposes a new scheme named block mapping code index modulation by using less PN codes. This scheme sets multiple modulation sub-blocks in parallel to modulate independently,at the same time,it picks up PN codes that are needed in-phase and orthogonal branch intensively,and then spreads the in-phase and orthogonal component of the modulation symbol after sequenced by the index value. The analysis and simulation results shows,at the same spectral efficiency,this scheme uses less PN codes than DSSS-CIM,and keeps about -1 dB bit error rate(BER) advantage when the signal-to-noise ratio(SNR) is higher than 10 dB under the additive noise channel. What's more,its performance is much superior to that of the spatial modulation by using the maximum likelihood detector.

direct sequence spread spectrum(DSSS);code index modulation(CIM);block mapping;pseudo-random codes combination

10.3969/j.issn.1001-893x.2017.06.015

邢峰英，郑鹤,刘永花,等.直接序列扩频分组映射码索引调制[J].电讯技术，2017,57(6):703-709.[XING Fengying,ZHENG He,LIU Yonghua,et al.Direct sequence spread spectrum block mapping code index modulation[J].Telecommunication Engineering,2017,57(6):703-709.]

2016-09-18；

2016-12-20 Received date:2016-09-18；Revised date：2016-12-20

国家自然科学基金资助项目(62171251)

TN911.3

1001-893X(2017)06-0703-07