宽电压大负载应用DC-DC变换器的电流采样电路

曼茂立，田 辉，柯凤琴，许海东

(1.承德石油高等专科学校 a.汽车工程系;b.机械工程系，河北 承德 067000；2．河北省仪器仪表工程技术研究中心，河北 承德 067000)



宽电压大负载应用DC-DC变换器的电流采样电路

曼茂立1a,2，田 辉1b，柯凤琴1a，许海东1a

(1.承德石油高等专科学校 a.汽车工程系;b.机械工程系，河北 承德 067000；2．河北省仪器仪表工程技术研究中心，河北 承德 067000)

提出了一种新颖的电流模降压型DC-DC变换器的电流采样电路。该电路结合传统电流采样电路的优点，合理地使用LDMOS，实现了宽电压大负载应用DC-DC变换器的电感电流的精确采样。该结构在一款0.35 μm BCD工艺的降压型DC-DC变换器中进行了投片验证。仿真和测试结果表明，输入电压为4.75 V～25 V、负载为0 A～3 A的情况下，DC-DC变换器芯片输出稳定，纹波较小且瞬态特性良好。

DC-DC变换器；电流采样电路；宽输入电压； BCD工艺

随着人们对高效稳定电源管理的需求，降压型DC-DC变换器芯片已经开始广泛地应用于汽车电器、有线调制解调器和通信电源等设备当中。与传统的便携式设备中的应用不同，此类芯片工作在宽输入电压和大负载条件下，其电路设计需要特殊的BCD工艺。无论采用电压模还是电流模控制方式，DC-DC变换器中的电感电流采样电路都可以检测开路、短路和过流等工作状态，减小功耗并保护电路，是设计中的难点之一[1]。本文基于宽电压大负载应用的降压型DC-DC变换器，利用0.35 μm BCD工艺设计了一种新颖的片上电感电流采样电路，实现了电感电流的精确采样，保证了3.3 V典型输出电压条件下，芯片在输入电压为4.75 V～25 V及负载为0 A～3 A范围内的良好工作。

1 整体控制结构与电流采样方式

1.1 整体控制结构

电流模控制与电压模控制都被广泛地应用于降压型DC-DC变换器的设计中。与电压模控制相比，电流模控制具有更好的闭环稳定性和更快的负载变化瞬态响应[2]。

图1是本设计所采用的电流模降压型DC-DC变换器的控制框图，它由功率级和反馈控制网络组成[3]。功率级由NMOSFET型开关管MN1与MN2、电感L和电容COUT等元件组成。在反馈控制网络中，误差放大器EA的反向输入端为反馈电压VFB，它由输出电压VOUT经电阻R1和R2分压后得到。EA的同向输入端为带隙基准电压VREF。EA的输出信号送入脉冲宽度调制比较器(PWM)模块，与叠加电压VADD比较后产生脉冲宽度调制信号VPWM控制MN1和MN2在每个周期的开关动作。叠加电压VADD由采样电流ISENSE和防止亚谐波振荡的斜坡补偿电流ISLOPE流入电阻后产生[4]。

与传统的电流模DC-DC变换器结构不同，为了适应宽输入电压范围，本设计引入了内部电压调节器(Voltage Regulator)。内部电压调节器将4.75 V～25 V的输入电压VIN调整为VC(4.75 V左右)，VC为反馈控制网络的大部分电路供电，降低了功耗，减小了电路复杂度。另外， MN1为NMOSFET，需要合理设计它的栅极驱动电平保证其正常开关动作。在充电阶段，驱动电路(Driver)利用自举电容C1将MN1的栅极驱动电压设置为“VSW+VC”，使MN1完全打开；在续流阶段，驱动电路将MN1的栅极驱动电压设置为VSW，使MN1彻底关断。

1.2 电流采样方式

在电流模PWM控制的DC-DC变换器中，电感电流采样被应用于电流环路的反馈控制并提供过流保护。精确的电感电流采样，可以在每个工作周期准确地反映输入电压VIN的微小变化，使DC-DC变换器控制环路做出调整，以获得更好的闭环稳定性和更快的负载变化瞬态响应[5]。电感电流采样模块在DC-DC变换器的设计中至关重要。

目前已经有多种电流采样技术被提出或实现。最常见的电流采样方式是使用采样电阻与电感或开关管串联。这种方法的电路简单，但是由于采样电阻上消耗了过多能量，DC-DC变换器的效率会显著降低[1]。另外一种常见的电流采样方式是使用积分器检测电感电流，这种方式效率较高，然而由于积分器的使用增加了电路的复杂度，同时电感电流的采样精度也会受到影响[6]。还有一种方式是利用开关管电阻代替采样电阻完成电流采样，在这种方法中，开关管的阻值需要合理设计，如果阻值过小，则采样信号过小而不能满足控制需求，反过来阻值过大则会造成过大的功率损耗，影响DC-DC整体效率[7]。

为了实现宽电压大负载应用的DC-DC变换器的电感电流采样，本设计结合现有电流采样电路的优点，提出了采用UMC 0.35 μm BCD工艺实现的利用开关管电阻采样的电流采样方式。

2 具体电路实现

设计电路利用采样MOSFET对开关管的源漏电压采样，并将其转换为采样电流，实现了电感电流的精确采样；同时合理地使用了DMOS器件，保证了电路在宽电压范围下的应用。

图2是笔者提出的具体电路。MN1、MN2、采样管MS1、采样管MS2、M7、M8和M9为DMOS器件，其栅漏极之间和源漏极之间的最大电压可为30 V，其它管子为普通CMOS器件。VIN为外接电源电压，VC为内部电压调节器产生的4.75 V左右的内部电源电压。IREF为与温度和电源均无关的内部电流基准，为电流采样电路提供偏置。M1、M2与M3构成共栅电流镜，且(W/L)M1,2=60 μm/5 μm，(W/L)M3=10 μm/5 μm，因此偏置电流I1和I2均为6倍的IREF。ILOAD为外接负载。

在DC-DC变换器工作的充电阶段，需要对电感电流采样。此时Q2为逻辑“0”， MN2截止；Q1为逻辑“1”， MN1、MS1和MS2线性导通，它们的源漏导通电阻RON可以表示为：

(1)

其中VGS是MOSFET栅源之间电压差；VTH为MOSFET的阈值电压；μn为电子迁移率；COX为单位面积栅氧化层电容；L和W为栅极的长和宽[3]。与电感电流IL相比，偏置电流I1要小的多，它流过开关管MN1的作用可以忽略，则图中各个工作点电压VSW、VA和VB分别为:

VSW=VIN-ILRON(MN1)

(2)

VA=VSW-6IREFRON(MS2)

(3)

VB=VIN-(6IREF+ISENSE)RON(MS1)

(4)

设计(W/L)MS1=(W/L)MS2。M14和M15构成共栅电流镜且具有相同的下拉电流，因此它们的源端电压相同，即VA等于VB。再结合式(1)～式(4)可得采样电流ISENSE的表达式为：

(5)

由式(5)可知，合理设计MS1和MS2的宽长比，且在版图中和MN1良好匹配，就可以实现电感电流的精确采样。该方法避免了使用普通电阻采样易受工艺模型和温度等因素影响的缺点。

在DC-DC变换器工作的续流阶段, 不需要对电感电流采样。此时Q2为逻辑“1”， MN2导通；Q1为逻辑“0”， MN1、MS1和MS2截止，M9的源栅间压差VGS9小于阈值电压VTH，M9截止， ISENSE为零。

为了适应宽输入电压的应用，本电路采取了一系列的措施。M10～M13采用二极管接法并跨接在M14和M9的栅极之间，有效地钳制了M9的源栅之间的电压VGS9，保护了M9。M7和M8的栅极电压为VC，钳制了M7和M8的源极电压，保证了M7和M8的漏源两端承受通路中的大部分压降，保护了通路中的普通CMOS器件。

3 仿真与测试结果

笔者提出的结构已经应用于一款电流模降压型单片DC-DC中，芯片已经采用Candence和Hspice等软件完成了电路设计，并进行了投片验证。本文实现的DC-DC典型的输出电压为3.3 V，输入电压范围为4.75 V～25 V，负载范围为0 A～3 A。图3为采样电流随电感电流和电源电压变化的仿真波形。采样电流随着电感电流同步线性变化，实现了精确采样。在电感电流为2A的情况下，当电源电压分别为4.75 V、15 V和25 V时，采样电流分别为5.931 μA、5.935 μA和5.937 μA，不同电源电压下采样电流的变化率约为0.1%。

图4为PWM比较器的瞬态特性仿真曲线。VADD信号是采样电流和斜坡电流流入电阻后产生的叠加电压，它与误差放大器EA的输出VCOMP比较后，产生窄脉冲信号VPWM控制开关管在每个周期的动作。

由图5可知，电源电压为25 V、负载电流为3 A时，输出电压VOUT、电感电流IL和VSW波形稳定。在忽略由于测试产生的干扰毛刺的前提下，测得输出电压的纹波小于10 mV。

图6给出了电源电压为25 V且负载电流发生阶跃时芯片的测试波形。在负载电流由1 A阶跃到2 A 和由2 A阶跃到1 A的过程中，输出电压的幅度变化约为180 mV，响应时间小于200 μS。

仿真和测试结果表明，设计电路实现了电感电流的精确采样，DC-DC变换器工作正常，输出稳定，纹波较小，且具有快速的瞬态响应能力。

4 结论

针对宽电压大负载应用的PWM控制电流模DC-DC变换器，提出了一种电感电流采样电路，并在0.35 μm BCD工艺上进行了投片验证。该电路实现了电感电流的精确采样，保证了DC-DC变换器在4.75 V～25 V输入电压和0 A～3 A负载条件下的正常工作。电路设计合理，对其它同类DC-DC的设计有一定的借鉴作用。

[1] LEE C F, MOK P K T. On-chip current sensing technique for CMOS monolithic switch-mode power converters[J].IEEE International Symposium on Circuits and Systems, 2002(5):265-268.

[2] CHEN J J, LIN Y T, LIN H Y, et al. On-chip current sensing techniques for hystersis current controlled DC-DC converters[J].Electronics Letters, 2005,41(2):95-97.

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[4] LEE C F, MOK P K T. A Monolithic Current-Mode CMOS DC-DC Converter With On-Chip Current-Sensing Technique[J].IEEE Journal of Solid-State Circuits, 2004,39(1):3-14.

[5] LEUNG C Y, MOK P K T, LEUNG K N, et al. An Integrated CMOS Current-Sensing Circuit for Low-Voltage Current-Mode Buck Regulator[J].IEEE Trans Circuits and Syst-Ⅱ, 2005,52(7):394-397.

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Current-Sensing Circuit of DC-DC Converters Used Under Wide Voltage and Heavy Load

MAN Mao-li1a,2, TIAN Hui1b, KE Feng-qin1a, XU Hai-dong1a

(1.a.Department of Automotive Engineering;b.Department of Mechanical Engineering,Chengde Petroleum College, Chengde 067000, Hebei, China; 2.Instrument and Meter Engineering Technology Research Center in Hebei Province,Chengde 067000, Hebei, China)

A novel current-sensing circuit for current-mode DC-DC converters is presented. The inductor current of DC-DC converters used under wide voltage and heavy load is accurately sensed by the proposed circuit which combines the advantages of traditional current-sensing circuits and uses LDMOS properly. The proposed structure has been used in a buck DC-DC converter and it has been fabricated in a 0.35 μm BCD process. The performance is verified by simulation and test. With a 4.75～25 V supply voltage range and a 0～3 A load range, the DC-DC converter works steadily, and it also has a small ripple voltage and a good transient response.

DC-DC converters; current-sensing circuit; wide voltage; BCD process

承德市科学技术研究与发展计划项目(车用电流模降压型DC-DC变换器芯片的研究)：201601A087；承德市科学技术研究与发展计划项目资助(高精度双轴太阳自动跟踪系统研究)：20157002

2016-09-01

曼茂立(1982-)，男，河北承德人，讲师，硕士，主要研究方向为模拟集成电路设计，汽车电子技术，E-mail:manmaoli4213@126.com。

TN432

A

1008-9446(2017)02-0033-05