基于UCC28070的交错并联Boost PFC硬件电路设计

易映萍，陆志杰

(上海理工大学 光电信息与计算机工程学院，上海 200093)

基于UCC28070的交错并联Boost PFC硬件电路设计

易映萍，陆志杰

(上海理工大学 光电信息与计算机工程学院，上海 200093)

传统Boost PFC输入电流纹波及输出电压纹波较大,适用功率等级也较小,在相同的功率等级下，电感电流连续模式交错并联Boost PFC电路中的每个开关器件的电流应力为传统PFC的1/2，减小了输入电流纹波和输出电压纹波。文中设计了5 kW的基于UCC28070的交错并联变换器，分析了系统的主电路和控制电路的工作原理和参数设计，在理论研究的基础上，搭建了试验样机，实验结果表明，所设计的硬件电路满足设计要求。

交错并联变频器；5 kW；UCC28070

功率因数校正技术[1]是改善电能质量以及减小电流谐波[2]的重要手段，随着功率等级提高，传统的单重功率因数校正装置[3]中的开关器件也会承受更大的电流，电感体积也会随之增大，交错并联Boost PFC可以大幅减小电感容量，降低单个开关器件的电流，从而提高功率等级[4]，是现在研究的热点。

1 系统结构和工作原理

交错并联Boost PFC系统的主电路由EMI滤波电路[5]、桥式整流电路、Boost变换电路以及保护电路构成，如图1所示。它由两个参数完全相同的Boost PFC变换器单元并联而成，电路中两个功率开关管的PWM驱动信号相位相差180°，两个Boost PFC变换器单元工作在交错状态下，输入电流是两个电感电流相互叠加的总和。由于变换器的两个电感处于交错工作状态下，因此两个电感的纹波电流相位也处于交错状态下，两路电感电流在叠加的时候两者纹波对消，从而减少了由升压电感及功率开关导致的输入电流纹波[6]。因此，与传统Boost PFC相比，双重交错并联Boost PFC变换器的输入EMI滤波器和输出滤波电容的容量可以大幅减小，系统的动态响应特性更好。

图1 基于UCC28070的Boost PFC控制框图

1.1 储能电感的设计

双重交错并联Boost PFC变换器中一个储能电感所需磁芯[7]的面积乘积为传统法Boost PFC变换器的电感磁芯面积乘积的1/4。双重交错并联Boost PFC具有两个储能电感，需要两个磁芯，为传统Boost PFC变换器的1/2。由于各路电感电流纹波的相互抵消，交错并联功率因数校正电路的一大优势就是变换器输入端电感电流纹波的减少。式(1)～式(3)表明了两重交错并联PFC的输入总电流纹波ΔIm与任一路电感电流纹波 的比值和占空比的关系

(1)

(2)

(3)

Boost电感的选取要基于允许的最大纹波电流[8]。一般情况下，最低输入电压以及最大输出功率时，输入纹波电流最大。选取电感感值，其中Dpll为电压最低时的最大占空比，K(Dpll)为电压最低时输入电流和电感电流的比值，ΔIL为电感的最大电流纹波

(4)

(5)

(6)

(7)

电感值的正常取值范围为47～150 μH，此处选取130 μH。

1.2 输出电容的选择

选择输出电容[9]主要考虑额定功率、输出直流电压、输出电压纹波以及输出电压维持时间[10]等因素，其中维持时间是主要的因素。维持时间是指变换器正常工作，当输入电源被切断，输入电压变为零时，输出电压能够保持在规定范围的时间长度。输出电压的维持时间一般为15～50 ms。

根据能量守恒可得

(8)

式中，Δt是维持时间；α为输出电压维持系数。设Δt=20 ms,α=25%，由式(8)可得

(9)

由于输出电压中所含的二次纹波[11]通过电压反馈环节进入到控制回路当中时会对控制器产生不良的影响，从而导致整个系统的功率因数降低。所以还必须考虑输出电压中的二次纹波含量。

(10)

从式(10)可以看出，在输出电流中含有直流量和交流量[12]，而电容具有通交流隔直流的作用，输出电流中的交流成分会被电容短路，不会流过负载。当输出的交流成分流过电容时，会在电容两端产生一个波动的电压，这就是电容纹波及输出电压纹波，由此可知，纹波大小为

(11)

一般纹波电压应小于输出电压的2.5%，即输出电压二次纹波的最大峰-峰值2ΔVout-max≤0.05Vout,则可得

(12)

根据上述结果，电容取最大值即1 990 μF，设计采用4只470 μF/450 V的电解电容并联使用，这样也减小了电容的等效串联电阻。

2 控制系统设计

UCC28070内部集成了两相脉冲宽度调制器，产生相位相差 的两路PWM波驱动开关管。图2所示即为UCC28070典型应用电路，UCC28070的一个显著特征就是能够减少输入输出的电流纹波，并且EMI滤波器的设计也变得容易。UCC28070的内部包括了电流合成误差放大器、模拟乘法器、电压放大器、软启动比较器、输入电压前馈、功率开关管门极驱动器等。

图2 UCC28070典型交错并联Boost PFC电路图

2.1 交错平均电流双环控制

UCC28070采用平均电流控制策略，电压外环，电流内环[13]的控制原理。如图3所示为双环控制系统框图。采用电流环可使输入电流接近正弦波，采用电压环能使Boost电路的输出电压更稳定。输出电压经电阻分压采样，并送经电压误差放大器放大，与全桥整流输出电压经分压采样后的信号相乘，送至电流误差放大器[14]，作为基准电流控制输入电流。

图3 双环控制系统框图

电流连续模式通过电压、电流控制环实现，电流给定信号负责为宽带宽、快速响应的电流环设定基准，其幅值由窄带宽的输出电压信号幅值和低通滤波后的相电压有效值调制，以确保输入和输出功率平衡[15]。

从全桥整流的输出电压采样的目的是使基准电流与整流后的电压波形同相。从电感和整流器的连接端得到采样电流，然后送至电流误差放大器的反相输入端，其输出直接连接到PWM比较器的同相输入端，比较器的反相输入端连接锯齿波信号发生器输入端，这样电流误差放大器的输出可以直接控制PWM的占空比，进而使电感电流逼近基准电流。当电感电流有效值上升时，PWM比较器的输出占空比下降，从而减小电感电流；

2.2 电流误差放大器补偿网络的设计

UCC28070内部有两个完全相同并且相互独立的电流误差放大器，其作用是校正输入电流的波形。电流误差放大器是整个变换器电流环的核心，两个电流误差放大器的补偿网络的设计是一样的，下面对其中一个电流误差放大器的补偿网络进行设计分析。图4即为电流误差放大器补偿网络电路图，该补偿网络由电容Czc,Cpc以及电阻Rzc构成。

图4 电流误差放大器补偿网络电路图

令开环增益等于1可得补偿网络中电阻Rzc的值

(13)

可求得Rzc=5.25×103Ω。本设计中Rzc取5.1 kΩ的标准金属膜电阻。电流环零点补偿电容为

(14)

Czc实取2.22 nF。电流环极点补偿电容为

(15)

Cpc实取0.22 nF。

2.3 电压误差放大器补偿网络

交错并联功率因数校正电路的电压外环和单重的功率因数校正电路是一样的，其补偿电路的设计也相同。下面对电压误差放大器补偿网络进行分子设计，图5即为电流误差放大器补偿网络电路图，该补偿网络由电容Czv,Cpv以及电阻Rzv构成。

图5 电压误差放大器补偿网络电路图

输出电容通过计算采用4只470 μF/450 V的电解电容并联使用，实际输出的总电容值为1 880 μF，则可得到电容最大纹波电压的峰-峰值为

(16)

电压放大器的跨导增益为

gmv=70

(17)

电压分压器增益为

(18)

输出阻抗Zout需要将输出电容的低频纹波衰减到电压误差放大器输出电压幅度ΔVVAO的3%以内，使输出纹波电压满足电压误差放大器的纹波电压范围

(19)

电压环极点补偿电容Cpv为

(20)

设计选取电容Cpv的值为0.1 μF。

计算得电压环的穿越频率fc为9.1 Hz，令误差放大器的极点频率等于电压环穿越频率则fc，电压环补偿电阻Rzv为

(21)

设计选取阻值为222 kΩ的金属膜电阻。

电压环零点补偿电容Czv用于增加电压环的直流增益，使传递函数在穿越频率fc的1/10处增加一个零点，设计选取容值为1 μF。

3 实验研究

基于以上理论分析与设计，本文设计了一台实验样机，输入侧交流电压220 V/50 Hz，输出直流侧电压400 V，开关频率200 kHz，满载输出功率5 kW。图6所示为满载时网侧电压电流波形，输入电流很好地跟踪输入电压，此时测得的功率因数为0.995，测得效率达95%，满足设计要求。

图6 网侧电压电流波形

图7所示为输出功率从 1 kW切换到3 kW时，输入电流和输出电压的波形，可以看出系统在两个工频周期内基本稳定，符合动态性能设计要求。

图7 输出功率从1 kW切换到3 kW时输入电流和输出电压的波形

4 结束语

实验结果表明，UCC28070控制芯片能够实现交错控制，并且具有良好的功率因数校正结果。实验证明了交错并联技术能够减小输入电流纹波，有助于减小滤波器体积并提高系统的功率密度。

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Design of Interleaved Boost PFC Based on UCC28070

YI Yingping, LU Zhijie

(School of Optical-Electrical and Computer Engineering, University of Shanghai for Science and Technology, Shanghai 200093, China)

The current ripple and voltage ripple are large in the traditional Boost PFC and the current stress of interleaved Boost PFC is half of the traditional one at the same power level. The current ripple and voltage ripple are smaller in interleaved Boost PFC. A 5 kW interleaved Boost PFC based on UCC28070 is designed in this paper. The operation principle and parameter design of the main circuit and control circuit are analyzed in detail. On the basis of theoretical research, the experimental prototype is built and the test results meet the design requirements.

interleaved; 5kW; UCC28070

2016- 06- 25

易映萍(1967-)，女，副教授。研究方向：电力电子与电力传动。陆志杰(1991-)，男，硕士研究生。研究方向：电力电子与电力传动。

10.16180/j.cnki.issn1007-7820.2017.05.024

TN710；TM46

A

1007-7820(2017)05-087-04