LCL型整流/回馈单元在通用变频器中的应用研究

王秀莲，郭瑞光，毕大强

(1.沈阳理工大学 自动化与电气工程学院，沈阳 110159；2.电力系统国家重点实验室，清华大学电机系，北京100084)

LCL型整流/回馈单元在通用变频器中的应用研究

王秀莲1，郭瑞光1，毕大强2

(1.沈阳理工大学 自动化与电气工程学院，沈阳 110159；2.电力系统国家重点实验室，清华大学电机系，北京100084)

针对交直交通用变频器的二极管整流能量单相流动、电流谐波大等问题，设计了一种电压型PWM整流/回馈并网单元。该设计具有能量双向流动、功率因数可控、电网端电流接近正弦特点。为满足规定的电流谐波小要求，需要在电路上加入滤波器。LCL滤波器对高频谐波抑制效果明显，而且比单电感滤波在相同谐波标准下具有较强优势。在分析了基于LCL无源滤波器的PWM整流/回馈并网装置的数学模型基础上，结合模型设计双闭环控制结构，根据谐波要求对滤波器各参数进行分析设计。仿真结果表明：整流器可使网侧电流正弦化，系统实现高功率因数运行。

整流/回馈单元；LCL无源滤波器；功率因数可控

传统交直交通用变频调速系统采用二极管不控整流为变频器直流侧提供直流电。由于二极管单向流动性，变频器在控制电动机减速、制动和位能性负载下放时，电动机处于再生发电状态，在直流侧的滤波电容上形成了泵升电压，通用变频器一般采用能耗制动的方式消除泵升电压[1]，实际中由于能耗制动电阻体积大，散热困难，制动时造成了能量的严重浪费等。此外，二极管整流存在能量不能双向流动、直流侧电压不可调和网侧电流波形严重畸变等缺点。为了减少谐波污染，具有能量双向流动的变频器已经投入应用。考虑到传统的二极管/晶闸管型变频器的大量投产，产品升级过程可能需要很长的时间。更换设备的同时，也中断了正常运转，这是行业用户不愿意接受的。所以在传统的二极管变频器上结合新安装的PWM整流/回馈并网成了研究热点。

PWM变换器有电流谐波小、功率因数可控和可实现能量双向流动的优点，为了抑制谐波污染，通常并网逆变器输出端会带有滤波器[2-4]，文献[5]采用L型滤波器的回馈并网装置，在中高功率应用中，为使谐波电流限制在一定的标准中，采用较大电感使得谐波电流限制在一定的标准范围，这将带来电感体积大、成本高和电流变化率低等很多问题。LCL 型滤波器可以在总电感值较小的条件下实现相同的滤波效果，动态性能得到改善，并且可以使电感的体积变小成本降低[6]。但是 LCL 型滤波器具有三阶的传递特性，自身所存在谐振问题会影响系统的稳定性[7-10]。文献[11-12]采取有源阻尼策略达到抑制谐振的目的，但是这需要额外增加传感器来检测网侧电容端电压和电流信号，使控制更加复杂，成本也相应提高。LCL滤波器的设计对整流/逆变单元的稳定可靠运行和高质量网侧电流也至关重要。

无源阻尼是工程中应用最广、可靠性最高的抑制谐振方法，本文采用无源阻尼LCL 滤波器设计方法增加系统阻尼来抑制谐振问题，改善系统的稳定性。分析 LCL 滤波器对滤波系统的影响，选择LCL 滤波器参数，根据无源阻尼LCL 滤波器设计了双环控制策略。通过仿真实验验证系统的可靠性。

1 整流/回馈单元的组成与数学模型

1.1 整流/回馈单元的电路结构

LCL滤波器的整流/回馈单元的主电路结构如图1所示。该装置由三相IGBT功率驱动桥、LCL滤波器、直流侧电容等组成。通用变频器的二极管整流端断开电网，整流回馈装置的输入接电网，输出端接通用变频器的直流侧。电机处于带载电动状态时，整流/回馈单元工作在整流状态；电机处于发电状态时，整流/回馈单元工作在回馈并网状态。

图1 基于LCL滤波器的整流/回馈单元电路结构

1.2 LCL滤波器数学模型及特性分析

无源阻尼LCL滤波器通常是在滤波电容上串联一个电阻，因为三相整流/回馈单元是完全对称的，因此可以通过一相进行分析。图2为无源阻尼LCL滤波器的单相等效电路及其数学模型。其中，L1是网侧电感；r1是L1的寄生电阻；L2是变换器侧的电感；r2是L2的寄生电阻；Cf是滤波电容；rD为防止LCL滤波器出现阻抗谐振点而设置的阻尼电阻。

图2 无源阻尼LCL滤波器的电路结构和数学模型

当LCL滤波器不加阻尼电阻rD，且系统忽略寄生电阻时，LCL滤波器的输出传递函数为

(1)

当LCL滤波器的电容上串联一个阻尼电阻rD时，LCL滤波器的输出传递函数为

(2)

为了比较L滤波器和LCL滤波器之间的差别，假定LT=L1+L2，则L滤波器的输出传递函数为

(3)

图3 不同滤波器的伯德图比较分析

图3示出了LCL滤波器和L滤波器的伯德图，滤波器的电感值相等。曲线H1是LCL滤波器的幅度响应，曲线H2是L滤波器的幅度响应，曲线H3是无源阻尼LCL滤波器的幅度响应。在曲线H1中，LCL滤波器低频段的幅度响应为-20dB衰减。低阶传递函数主要受LT=(L1+L2)s影响。高频段的幅度响应为-60dB衰减，高阶传递函数主要受L1L2Cfs3影响。因此LT影响低频衰减，L1L2Cf影响高频衰减。曲线H1的峰值是由谐振频率导致的，会使系统不稳定。这样的系统必须添加阻尼，以保证系统的稳定性。由曲线H3可知，在滤波电容上串联一个小电阻可消除谐振波峰，提高系统稳定性。

1.3 无源阻尼LCL滤波器参数的设计

(1)滤波电容Cf的设计

滤波电容Cf目的是滤除高频谐波信号，为使高频谐波分量尽量流入电容支路，需要增大滤波电容Cf，为了避免可控整流/回馈单元的功率因数太小，滤波电容吸收的无功功率需要小于总功率的5%[4]。约束条件如下：

(4)

式中:Prated为PWM整流/回馈装置单元的额定功率；urated为电网相电压额定值；fb为基波市电的频率50Hz。

(2)机侧电感L2的设计

机侧电感L2的设计不仅要满足交流电流的快速跟踪要求，又要抑制电流的高频谐波。其电流快速跟踪性能决定了电感的上限，抑制电流高频谐波要求决定了电感的下限。综上两点，当纹波电流限制在相电流额定峰值的25%时，机侧电感L2为

(5)

式中，基波角频ωb=2πfb，Im为最大相电流。

(3)网侧电感L1的设计

LCL滤波器的L1Cf环节将使整流器谐波电流得到进一步衰减。由上述的数学模型可知，忽略阻尼电阻rD，该环节衰减率：

(6)

设L1Cf环节衰减的引入，使纹波电流衰减至小于10%,即最后有不等式:

(7)

(4)谐振频率计算和阻尼电阻rD的设计[11]

谐振频率的计算式为

(8)

根据实际情况，需考虑限制LCL滤波器的谐振峰值频段，即：

10fb≤fres≤0.5fsw

(9)

式中，fb为电网频率，fsw为开关频率。

抑制LCL滤波器带来的谐振的阻尼电阻，其阻值一般是谐振点容抗的1/3左右，如式(10)所示：

(10)

2 整流/回馈单元的控制策略

由图3可知，在低频段LCL滤波器和单L滤波器的低频特性相同。因此，低频段基于LCL滤波器的整流/回馈单元可看作是基于单L滤波器的整流/回馈单元。

为了有利于控制，需要将三相交流量进行派克变换，转换到dq轴上直流分量。基于三相平衡，根据前后功率不变的原则，在两相同步旋转坐标轴系dq中，将电网侧电压空间矢量ug定向为d轴，整流/回馈单元的电压方程为

(11)

式中：R、L为电抗器的电阻和电感；ud、uq、id、iq分别为整流/回馈单元d、q轴电压、电流分量；ugd、ugq为电网电压的d、q轴分量,其中，ugq=0。

根据瞬时无功理论和等幅坐标变换原理，dq坐标系下整流/回馈单元的有功功率和无功功率为

(12)

(13)

整流/回馈单元采用直流侧电压外环和交流侧电流内环双环控制策略，能够实现P和Q的独立控制，从而实现对功率因素控制。通过直流侧电压外环的控制，使得直流侧电压保持恒定，当三相交流异步电机工作在发电状态时，将发出的有功功率流向电网，实现能量的回馈特性；直流电压给定值与直流电压实际值的差值通过PI控制器输出量是d轴电流给定值id*。由无功功率给定值Q*与瞬时功率原理计算出的无功功率实际值的差值通过PI控制器输出量是q轴电流的设定值iq*。当Q*=0时，功率因数为1。电流内环同样采用基于两相同步旋转坐标系的PI控制的解耦控制[13-14]。其解耦算法为

(14)

通过电流内环的解耦控制可得电压ud*、uq*，然后经过Clarck反变换得到两相静止坐标系下参考电压uα*、uβ*，最后采用SVPWM对可控整流/回馈单元进行控制。

iL为三相电机侧电流；ug是三相电网侧电压；ugd和ugq通过直接和正交轴电压3/2分别转化电网电压；id和iq分别为电网电流abc-dq变换后的直轴和交轴电流；电网电压的相位θ通过相位锁定环(PLL)得到；电感LT=L1+L2。

图4 整流/回馈单元工作原理

3 整流/回馈装置仿真验证

本文采用Matlab/Simulink对通用变频器主电路与基于无源阻尼LCL滤波器的整流/回馈单元进行建模和仿真。针对基于无源阻尼LCL滤波器的整流/回馈单元替代通用变频器二极管不控整流，建模仿真观察实验结果，根据电机工作在不同状态下网侧电流波形情况，分析整流/回馈单元，得出相关的结论。

设计额定功率P=10kW，直流侧电压Udc=650V，IGBT开关频率fsw=10kHz，基波频率fb=50Hz的整流/回馈单元，根据上述无源阻尼LCL滤波器参数的设计方法，选择滤波器相关的参数如表1所示。

表1 无源阻尼LCL滤波器相关参数

根据所选的参数以及上述的双环控制理论构建整流/回馈单元仿真，如图5所示。

图5 整流/回馈单元的控制框

系统仿真其他参数如下：选择4kW异步电机：电网线电压380V，电网频率50Hz，电容1100μF。

图6为通用变频器主电路与基于无源阻尼LCL滤波器的整流/回馈单元进行建模和仿真，可以根据开关切换整流/回馈单元与不控二极管整流。主要分析在使用整流/回馈单元时电机和电网端电流的工作状态。

异步电机给定转速800r/min，在t=0.25s处给电机加载20N负载，对系统进行仿真。图7给出了系统仿真波形图，包括转矩Te、直流侧电压Udc、电网相电流、功率波形。

图6 通用变频器和整流/回馈单元电路框图

图7 电机电动状态时整流/回馈单元工作状态

从图7可以看出，当负载转矩突加时，整流/回馈单元处于整流状态。直流侧电压突然下降，直流侧电压在0.25～0.3s内通过整流/回馈单元直流电压Udc外环控制，使得直流侧电压迅速升至给定值600V；网侧相电流随着电机负载的增大而增大，且波形呈现正弦状态，谐波含量远远小于不控整流的电流波形；随着电流的增大，整流/回馈单元的输出有功功率也逐渐上升，直至稳定，通过功率外环控制，使其无功功率一直为0。说明在电机处于带载运行状态，整流/回馈单元处于整流状态，使用无源阻尼LCL滤波器可以改善网侧电流质量，减少对电网的谐波污染。

当电机由电动状态转换为发电状态时，仿真整流/回馈单元的工作情况，图8为系统工作波形图，包括转矩Te、网侧A相电压电流相位关系、功率。

图8 电机电动状态变为发电状态时整流/回馈单元工作状态

从图8可以看出，0～0.25s之间，变频器控制电机恒转矩运行，此时，整流/回馈单元工作在整流状态。在0.25s处，电机转子受外力作用使得转子转速大于电机定子电磁转速。在0～0.25s之间电机处于电动状态，整流/回馈单元处于整流状态。此时，电磁转矩Te、网侧A相电压电流相位、功率曲线等与上图7在0.25～0.4s的波形情况一样。在0.25～0.3s之间，电机转子轴受外力作用，电机的电磁转矩Te由动力转变为阻力，电机由电动状态变为发电状态；网侧A相电压电流相位关系由同相逐渐变为反向；功率波形中的有功功率由正逐渐变为负，无功功率保持0不变。在0.3～0.4s之间电机处于发电状态，整流/回馈单元处于逆变状态，将电机发出的电回馈给电网。在此时间段，电磁转矩Te为负；网侧A相电压与电流相位反向，功率因数近似为1；有功功率为负，为电网反馈能量，根据无功功率外环控制回馈到电网的无功功率为0，通过THD分析回馈电网的相电流波形，THD=0.96，如图9所示。说明可控整流/回馈单元能量具有双向流动性。电机处于发电状态时，整流/回馈单元处于回馈逆变状态，使用无源阻尼LCL滤波器可以改善网侧电流质量，减少对电网的谐波污染。

图9 电机发电状态时整流/回馈单元相电流FFT分析

4 结束语

针对通用变频器的能量单相流动性、不控整流电流谐波大等问题，设计了一种基于无源阻尼 LCL 滤波器的整流/回馈单元。分析了无源阻尼LCL滤波器对于L滤波器和传统LCL滤波器的优越性。提出了一种基于同步坐标系下功率因数可控的双环控制策略。通过对无源阻尼 LCL 滤波器的整流/回馈单元数学建模，详细地阐述了这种方法的原理，最后通过仿真实验证明了该策略的可行性与有效性。整个仿真过程说明了该策略真实可行，且设计简单，控制方法易于实现，仿真的效果理想。采用无源阻尼 LCL 滤波器以及功率因数可控双环控制策略能有效地滤除高次谐波、改善电流波形的质量，增加了系统的可靠性。

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(责任编辑：马金发)

Research on Rectifier/Regenerating Unit of General Inverter Based on LCL Filter

WANG Xiulian1,GUO Ruiguang1,BI Daqiang2

(1.Shenyang Ligong University,Shengyang 110159,China;2.State Key Lab of Power Systems,Dept of Electrical Engineering,Tsinghua University,Beijing 100084,China)

For the problems of energy single-phase flow and large current harmonics on diode rectification of AC-DC-AC general-purpose frequency transformer,a voltage type PWM rectified/feedback unit is designed to combine with the grid.The design has some advantages,such as two-way flow of energy,power factor control,and grid side current which is close to sine.To meet regulation requirements of small current harmonic,filter needs to join in circuit.LCL filter is obvious for high frequency harmonic suppression effect,and has stronger advantages than L filter under the same harmonic standards.Firstly，the PWM rectified/feedback unit is analyzed by LCL passive filter，which combines with mathematical model,and the double closed-loop control structure is designed.According to the harmonic requirements of the filter,filter parameters are analyzed.Simulation results show that the rectifier can make the grid side current sinusoidal and can achieve high power factor operation.

rectifier/regenerating unit；LCL passive filter；control power factor

2015-12-11

王秀莲(1965—)，女，教授，博士，研究方向：电力系统自动化、智能电网及新能源技术。

1003-1251(2017)02-0049-06

TM343；G642.0

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