基于同步整流技术的大功率电化学电源设计

温先佳， 杜贵平， 李治泳

(华南理工大学电力学院， 广东 广州 510640)

基于同步整流技术的大功率电化学电源设计

温先佳， 杜贵平， 李治泳

(华南理工大学电力学院， 广东 广州 510640)

介绍了一种基于同步整流技术的大功率电化学电源总体设计方案。在分析其工作模态的基础上给出了电源主电路的工作电压电流关系；设计了一种大功率水冷高频变压器，给出了详细的计算过程；为解决传统同步整流的自驱动方式由体二极管进行续流会降低整流效率的缺点，设计了在占空比丢失时保持MOSFET导通整流的大功率的改进型同步驱动电路。最后制作了一台8V/1500A的电化学电源样机，实验结果表明，驱动电路能够提供稳定的驱动信号，该电源满载效率达93.2%，性能均达到电化学电源的要求。

同步整流; 电化学电源; 大功率高频变压器; 驱动电路

1 引言

由于所加工的对象的特殊性，一般要求电化学电源功率大，能够提供低电压、大电流的输出。相比于可控硅整流式电源，高频开关电源具有损耗低、效率高、体积小等优势，但在低压大电流的场合中，用于整流的二极管的管压降依旧阻碍了电源效率的提高[1]。同步整流技术的出现解决了这一难题，然而传统大功率同步整流电源的驱动电路不适宜多管并联使用，存在驱动能力不足、噪声干扰严重等问题，影响同步整流管开关动作的稳定性[2]。

结合以上考虑，本文采用同步整流技术，从主电路的工作模态分析入手，设计了一种适用于多管并联的改进型驱动电路方案。在此基础上制作了一台大功率电化学电源样机，额定输出功率为12kW，电压0～8V、电流0～1500A连续可调。该电源显著地提高了工作效率，增强了驱动信号的抗干扰能力，各项性能指标均满足行业要求。

2 电源主电路及其工作模态分析

考虑到零电压全桥DC/DC变换中开关管承受的电压电流应力小，开关损耗小，而且变压器磁心利用效率高，容易实现大功率输出[3]，因此，本次设计选择ZVS移相全桥电路作为基本拓扑，如图1所示。该拓扑的功率主电路主要由三相交流输入、三相桥式整流器、输入滤波电感电容、全桥逆变电路、高频变压器、全波整流电路以及输出滤波电感电容组成。

图1 移相全桥同步整流电路Fig.1 Phase shifted full bridge synchronous rectifier circuit

一个开关周期内，基于同步整流的移相全桥电路的工作过程可分解成12个阶段，其中前6个阶段和后6个阶段工作状态基本一致。全周期的工作波形和上半周期的6个工作模态分别如图2和图3所示。在对其进行工作模态分析时作出如下合理的假设：①所有电路元件均处于理想状态，忽略整流管驱动电压之间的死区时间；②输出滤波电感n2L远远大于变压器一次侧绕组的漏感Lr，相当于恒流源；③开关管的并联谐振电容有C1=C3，C2=C4。

图2 电源功率主电路的主要工作波形Fig.2 Main working waveforms of power main circuit

图3 电源主电路的工作模态图Fig.3 Working modes of main circuit of power supply

前6个工作模态的电压、电流和时间分别如式(1)～式(7)所示：

(1)

(2)

(3)

(4)

MOSFET整流管的管压降为Vds1=Vds2=Vo，该过程持续时间为：

(5)

(6)

(7)

t7时刻，开关管QC关断，电路开始在下半个周期t7～t12工作，工作情况与上半个周期基本类似。

3 大功率高频变压器设计

高频开关电源的能量转换和功率传输主要依靠变压器实现，其设计的优劣决定了电源性能的好坏。变压器的设计主要考虑磁心的选择、绝缘散热和绕组匝数等。

3.1 磁心的选择

常用的磁心材料有硅钢片、铁氧体和非晶态合金，非晶态合金系列的铁基纳米晶铁心具有高饱和磁感应强度、高导磁率和磁滞损耗小的特点，可以选择作为大功率场合的高频开关电源变压器的磁心。

根据AP法公式，计算磁心面积乘积：

(8)

式中，AP为磁心面积乘积，AP=AwAe，其中Aw为为磁心的窗口面积，Ae为磁心的有效截面积。PT为高频变压器的视在功率，取高频变压器效率值ηc为0.98，PT=Po(1+1/ηc)=12000(1+1/0.98)≈24244.9V·A；K0为窗口使用系数，取值为0.4；Kf为波形系数，方波取值为4；fs为开关频率，取值为18kHz；Bm为磁心最大工作磁通密度，取值为 0.4T；Kj为电流密度比例系数，取值365；χ为磁心常数，取值-0.13。

本文设计的高频变压器磁心采用一个环形铁基纳米晶铁心ONL1308040，查看相关数据手册可知ONL1308040能满足本次设计的容量需求。

3.2 变压器匝数比

为了提高变压器的利用率，变压器的一次侧绕组和二次侧绕组之间的匝数比尽可能大，这样一方面可以减少全桥桥臂上IGBT开关管的电流应力，另一方面可以降低二次侧MOSFET整流管的反向电压应力。为了在任何输入电压时均能获得所要求的电压，在设计参数过程中需要按照最低输入电压的条件进行计算。

取变压器二次侧最大占空比Dmax为0.9，则高频变压器二次侧电压最小值为：

(9)

式中，Vo(max)为输出电压的最大值；Vmos为二次侧MOSFET整流管的通态压降，通常取其最大值 0.5V。

计算高频变压器一次侧绕组和二次侧绕组的匝数比：

(10)

式中，Vin(max)为输入电压的最大值；VQ为全桥桥臂上IGBT开关管导通压降，此处取1V。

本文实际设计过程中，一次侧绕组匝数选定为 45匝，同时为了实现高频变压器的小型化和解决散热问题，二次侧绕组匝数选定为1匝，并采用整个的水冷铝块替代了传统的导线绕组。因此，整个变压器通过水冷进行散热，匝数比的变化只需要改变一次侧绕组匝数，具有散热效果好，设计简单便捷的特点。

3.3 变压器一次侧绕组线径和股数

在高频条件下，为了有效利用导线，减少导线集肤效应的影响，通常要求导线的线径要小于穿透深度的两倍，穿透深度Δ表示为：

(11)

式中，ω为角频率；μ为铜的磁导率(4π×10-7H/m)；γ为铜的电导率(58×106Ω/m)。

将数据代入式(11)中计算可得Δ=0.493mm。因此，线径r≤2×0.493=0.986mm，实际应用中，取0.51mm的漆包线。

绕组的导线股数决定了绕组流过的最大有效值电流。计算一次侧绕组导线股数：

(12)

3.4 验算高频变压器磁心窗口面积

通过3.3节对变压器一次侧绕组和二次侧绕组的匝数、导线线径和导线股数的计算后，需要验算设计磁心的窗口面积的合理性。由于设计的高频变压器采用水冷式铝块结构作为二次侧绕组，因此只需要计算一次侧绕组的窗口利用系数Ku，其计算为：

(13)

式中，Awp为一次侧单匝导体面积。

3.5 高频水冷变压器结构设计

本文设计的大功率水冷高频变压器如图4所示。 图4(a)为一次侧绕组结构图，其中1为变压器磁心，2 为绕组导线，用50根线径0.51mm的漆包线并绕一层，一共45匝，匝数尽可能分布均匀。图4(b)为二次侧绕组结构图，整个绕组采用铝块方体结构代替，表示匝数为1，方体内部设计有水流通道实现水冷散热，内部环形凹槽可正好放入绕有绕组的环形磁芯。

图4 大功率水冷高频变压器Fig.4 High power water cooled high frequency transformer

4 大功率同步整流驱动电路设计

传统同步整流的自驱动方式中，在占空比丢失时间内全部由体二极管进行续流，虽然调整硬件的设计参数可尽量使占空比丢失时间最优，但是相比于这种策略，整流效率依然存在较大的提升空间[4]。

本文采用芯片IR1167 作为同步整流控制的外驱动芯片，利用MOSFET的双向导通性[5]，在占空比丢失时保持MOSFET导通使同步整流管的损耗减少。芯片对漏源极电压进行采样产生驱动，克服了电路设计的复杂性，具有响应速度快、抗干扰能力和驱动能力强等特点。图5为芯片的工作原理波形图。

图5 IR1167工作原理波形图Fig.5 Working principle waveforms of IR1167

如图5所示，芯片 IR1167 的工作原理为： MOSFET开关管在导通前瞬间，其两端的电压Vds开始下降，当下降到门限关断阈值VTH1时，最小导通时间开始计算；电压Vds继续下降，降至门限开通阈值VTH2时，驱动电压产生。在最小导通时间段内即使Vds电压可能会产生振荡，MOSFET开关管依然保持导通。若在最小导通时间内电压Vds仍未降至门限开通阈值VTH2，驱动则以最小导通电压输出。在MOSFET开关管关断瞬间，电压Vds开始上升，当上升到门限关断阈值VTH1时，中断信号Blanking输出高电平以防止产生误导通，直至Vds上升到阈值VTH3，完成关断过程。

根据芯片的数据手册，本文设计了一种改进型的同步驱动电路，可避免死区时间内体二极管导通，能够为多个MOSFET提供驱动信号，提高整流的功率容量。具体驱动电路如图6所示。

VCC电压采用12.5V供电，一个IR1167芯片同时驱动20个MOS管；根据MOT电阻设计公式：RMOT=2.5×1010·tMOT，取tMOT=3μs，则RMOT=75kΩ。OVT引脚与GND引脚连接，此时VTH1为-3.5mV，可使驱动波形更难以关断，而VTH2的典型值为-100mV。GATE输出的驱动波形经过芯片UCC27324进行驱动功率增大，每个芯片可驱动2个MOSFET开关管，栅极驱动电阻根据经验采用阻值为10Ω的电阻，既可抑制振荡，又可防止过大的冲击电流；MOSFET的栅极和源极之间连接一个电阻10kΩ，既可防止栅极di/dt过高，又可防止栅源极之间产生尖峰电压，同时加快关断过程。

本文设计了两种同步整流驱动电路进行对比，一种是传统的采用一次侧开关管驱动信号作为同步控制信号的外驱动方式，另外一种是改进的同步整流驱动电路。两种同步整流驱动电路的驱动波形如图7所示。

图7 两种同步整流电路的驱动波形Fig.7 Two driving waveforms of 6 kinds of synchronous rectifier circuits

由图7(a)可以看出，驱动波形容易受原边电流的影响，电压波形的尖峰较多，容易导致MOSFET整流管误导通。由图7(b)可以看出，满载时MOSFET整流管驱动波形抗干扰能力强，驱动波形上升速度快且无振荡，满足同步MOSFET快速开通的要求，整个驱动电路结构简单，可同时驱动多个MOSFET整流管，适用于任何功率电路。

5 实验结果

本文根据第4节的电路设计方案成功制作了实验样机，电源参数为：三相交流输入380(1+±10%)V，输出直流电压0～8V，输出直流电流0～1500A，开关频率18kHz。通过分析计算，选用MDS60-14W40(60A/1400V)型号的三相整流桥；隔直电容取10μF，由2个5μF的 CBB电容并联而成；IGBT选用GD300HFL120C2S(300A/1200V)，超前臂的IGBT并联电容C1=C3=22nF；变压器磁心采用非晶态磁心，变比为45，副边绕组采用水冷式铝块作为1匝绕组，可提高变压器的散热性能，设计简便小型化；副边全波整流电路选用20个MOSFET并联实现，可选用额定参数为195A//75V的IRFP4468型MOSFET，输出滤波电感为Lo=1.074μH，输出滤波电容为Co=6.51μF。实验结果分别如图8、图9所示。

图8 主要工作波形Fig.8 Main working waveforms

图9 MOSFET的驱动电压与负载情况Fig.9 Driving voltage and load of MOSFET

图8中依次为功率主电路的原边电流、原边电压以及输出电压波形。可见，采用水冷式的高频变压器减少了副边绕组的漏感，大大减少了占空比丢失的时间，从而降低了整流损耗，实验波形与理论分析一致，波形理想。

图9分别为轻载和重载时同步驱动信号的波形。可见，轻载续流阶段中所有的MOSFET皆导通，避免了体二极管的导通损耗；重载时，MOSFET多管并联工作稳定，同步驱动信号的开通和关断时间短，抗干扰能力强，波形稳定理想。

图10为同步MOSFET的漏源电压Vds的实验波形。可见，在输出电流变换方向的时刻dv/dt只有38V/s，远低于MOSFET的管内最大耐压，实现了稳定可靠整流。

图10 MOSFET的漏源电压Fig.10 MOSFET drain source voltage

为了比较前述同步整流和传统二极管整流的效率变化，本文根据额定的输出功率8V/1500A，与传统的二极管整流进行对比试验，测出了负载电流不断增大过程中的实验数据，作出了图11所示的效率曲线。与二极管整流相比，同步整流电化学电源在额定满载功率12kW时，效率为93.2%，而轻载时的效率均在90%以上，验证了该设计方案的正确性和可行性。

图11 效率曲线Fig.11 Efficiency curves

6 结论

本文将同步整流技术应用于低压大电流的电化学电源，分析了电源主电路的工作模态并给出了最优控制方式，设计了一种改进型的同步整流驱动电路，可同时驱动多个MOSFET管且抗干扰能力强。样机实验满载效率达93.2%，各项性能均达到了电化学电源的要求。

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Design of high power electrochemical power source based on synchronous rectification technology

WEN Xian-jia, DU Gui-ping, LI Zhi-yong

(School of Electric Power, South China University of Technology, Guangzhou 510640, China)

In this paper, a general design scheme of high power electrochemical power supply based on synchronous rectification technique is introduced. The operating voltage and current of the main circuit of the power supply are given on the basis of analyzing its working mode. One high power water cooled high frequency transformer is designed and detailed calculation procedure is given. To avoid the shortcomings of reduced rectification efficiency by the traditional synchronous rectification self-driving mode using body diode, an improved high power synchronous driving circuit with the MOSFET at lost duty cycle is designed. In the end, a 8V/1500A power supply prototype was fabricated. Experimental results show that the driving circuit can provide a stable driving signal and the power supply’s efficiency reaches 93.2%, and the performance have matched the requirements of electrochemical power.

synchronous rectification; electrochemical power source; high power high frequency transformer; driving circuit

2016-01-29

广东省应用型科技研发专项资金项目(2015B020238012)

温先佳(1991-)， 男， 广西籍， 硕士研究生， 主要研究方向为大功率电能变换技术； 杜贵平(1968-)， 男, 甘肃籍, 研究员， 博士， 主要从事电力电子分析与控制、 大功率电能变换装置、 电机与节能系统方面的研究。

TM910.2

A

1003-3076(2017)04-0045-06