基于功率分配控制的多路输出反激变换器*

2017-04-25程红丽吴军营郭媛媛

电子器件 2017年2期

关键词：主开关双路导通

程红丽,吴军营,郭媛媛

(1.西安科技大学通信与信息工程学院,西安 710054;2.新疆特变电工自控设备有限公司,新疆昌吉 831000)

基于功率分配控制的多路输出反激变换器*

程红丽1,吴军营2,郭媛媛1

(1.西安科技大学通信与信息工程学院,西安 710054;2.新疆特变电工自控设备有限公司,新疆昌吉 831000)

CHENGHongli1,WUJunying2,GUOyuanyuan1

(1.College of Communication and Information Engineering,Xi’an University of Science and Technology,Xi’an 710054;2.Xinjiang TBEA Automatic Equipment Co. Ltd,Changji Xinjiang 831000,China)

为了改善多路输出反激变换器交叉调整率,提出了一种基于功率分配的控制策略。利用ARM实时采样各路输出端的实时负载,结合各路期望输出电压计算期望输出功率的总和,进一步计算高频变压器初级所需的实时输入功率,获得主开关和次级整流开关的导通比,使得每一路的输出获得期望的功率和稳定的输出电压。实验结果表明,利用基于功率分配的控制策略所设计的双路输出反激变换器获得了小于1.6%的交叉调整率和小于2.2%的负载调整率以及小于0.7%的输入电压调整率。所设计的变换器不仅有效解决了交叉调整率的问题而且具有较好的负载调整率和输入电压调整率。

功率分配控制;交叉调整率;反激变换器;实时负载;多路输出

在多数情况下多路输出的反激变换器只对主路输出进行反馈控制使得主路在输入电压或负载变化时都能有稳定的输出,而辅路保持开环。主路的反馈调节会直接影响辅路输出的电压精度,具体表现为当主输出满载或重载,辅助输出轻载时,辅助输出电压将升高;而当主输出轻载,辅助输出满载或重载时,辅助输出电压将降低,这就是多路输出反激变换器交叉调整率,它使得电源的稳定性变差[1-4]。

一直以来,如何改善交叉调整率是人们研究的热点问题,取得了较多的成果[5-6]。目前,主要采取的方法有加权控制[7]、磁放大技术[8]、变压器的设计[9]等,都在一定程度上取得了效果;但是,这些方法不能减小误差的总量,而是进行了相对合理的分配。为了从根本上解决交叉调整率的问题,本文提出了一种基于功率分配控制的设计方法。

1 系统组成及控制策略

多路输出反激变换器在传统控制方式下,它的工作原理[10-12]和高频变压器的性能决定了每一路的输出电压的变化都会对其他路的输出电压产生影响,这种影响就是交叉调整[13],而且用已有的控制方式无法消除[14]。为此,设计了一种基于ARM控制智能型反激变换器。

1.1 系统组成

不失一般性,本次设计选取双路输出的反激变换器为设计原型。基于功率分配的双路输出反激变换器的主电路如图1所示。图1中,Us为输入直流电源,Uo1、Uo2为两路输出直流电压。

在图1所示双路输出的反激变换器中,ARM通过对输入电压Us(t)、输出电压Uo1(t)和Uo2(t)及负载电流Io1(t)、Io2(t)进行实时采样,获得实时负载RL1(t)和RL2(t),结合期望输出电压,可以计算出每路的额定功率,从而推算出输入功率,再根据功率分配原则进行计算,通过控制开关S1、S2、S3的导通时间,来满足两路对功率的需求。

图1 基于功率分配控制的结构原理图

1.2 基于功率分配的控制策略

通过采样每一路输出电压和电流获得实时负载RL1(t)、RL2(t),再根据期望输出电压UE1、UE2,可以获得每一路的期望输出实时功率Po1(t)、Po2(t)为:

(1)

则期望实时输出总功率Po(t)为:

po(t)=Po1(t)+Po2(t)

(2)

假设高频变压器、整流开关及吸收电路的转换效率为η,则变压器的实时输入功率PI(t)需为:

pI(t)=Po(t)/η

(3)

所设计的反激变换器工作在不连续导电模式(DCM)下,根据DCM模式工作原理,在1个开关周期里,计算出高频变压器获得的实时输入功率为:

(4)

式中:L为高频变压器的初级电感值,US(t)为初级电感上所加的实时电压,ts为主开关S1在1个开关周期里的导通时间,T为开关周期。

根据式(3)和式(4)可得到主开关S1在1个开关周期内的导通时间ts为:

(5)

同样,可以计算出高频变压器次级的输出功率分别为:

(6)

(7)

式(6)和式(7)中,Us1(t)、Us2(t)分别是变压器的次级实时电压,ts1、ts2为开关S2、S3在1个开关周期内的导通时间,L1、L2为次级电感的大小。

(8)

(9)

设计时确定了主开关周期T后就可以分别计算3个开关的导通占空比为D1=ts/T、D2=ts1/T及D3=ts2/T。从而可以3路开关导通占空比来控制输入功率和每一路输出功率的合理分配,使每路输出都达到期望的电压值。

2 系统的硬件与程序设计

在本设计中,高频变压器输入电压Us(t)为20 V～36 V的直流电源,双路输出电压值分别是Uo1为3.3 V/0.5 A和Uo2为5.0 V/1 A,开关频率为20 kHz。

2.1 系统硬件设计

根据开关频率为20 kHz,查磁芯手册选择EC35磁芯可以输出26 W功率,并查得其磁芯截面积为0.843 cm2。

在DCM模式下一次侧电感可以表示为[15]:

(10)

式中:Rineq为变压器输入等效阻抗,Dmax是主开关最大占空比。

(11)

式中Usmin是输入电压最小值,PImax是变压器输入功率最大值。

设电源效率η为0.8,则PIn(max)=Po(max)/η=32 W,将Usmin=20 V,T=50 μs,Dmax=0.4代入式(1)和式(2)可得初级电感为L=126 μH。

经过公式推导可知反激变换器初级匝数应为:

(12)

式中:ΔBmax为最大交流磁感应变化值,f为主开关工作频率,Ae为磁芯截面积,代入相应参数可以求得N1为24匝。再根据输入输出电压比关系计算,得N2为6匝,而N3为9匝。

图2 主程序流程图

2.2 系统软件设计

本设计选取STM32F103RCT6作为主控制芯片,集成了ADC、DMA、TIM、GPIO等丰富的外设功能。

配置好系统时钟和各个外设后,主函数的程序流程如图2所示。

实时采样输出两路电压Uo1(t),Uo2(t)和输出电流Io1(t),Io2(t)以及输入电压Us(t),计算出输出两路实时负载以及期望输出功率,然后利用制定策略计算出初级和两路次级驱动PWM占空比并输出。由于实际电路参数并不理想以及变压器初级和次级漏感的存在,根据实验进行了适当调节,det为0.001。

3 系统实验结果测试

根据硬件设计参数及编程,完成了双路输出反激变换器的焊接和程序下载,然后对其输入电压调整率、交叉调整率以及负载调整率进行测试,观察提出控制策略的效果。

3.1 输出电压精度测试

在输入电压值为28 V时,测试两路输出电压值在不同负载情况下的精度如表1所示。

表1 输出电压精度测试

由表1中测试数据可以计算得到两路输出电压的精度均约为1.8%。

3.2 交叉调整率的测试

输入电压值为28 V,Uo1(t)的输出负载不变,Uo2(t)的负载由5.1 Ω变到33 Ω,测试两路输出电压值的变化情况如表2所示。

表2 Uo1受 Uo2的负载变化影响测试

由表2可以得到Uo1的交叉调整率为1.6%,同时Uo2的负载调整率为2.2%。

同样,输入电压值为28 V,Uo2的输出负载不变,Uo1的负载由5.1 Ω变到27 Ω,测试两路输出电压值的变化情况如表3所示。

由表3可以得到Uo2的交叉调整率为1.5%,同时Uo1的负载调整率为1.8%。

表3 Uo2受Uo1的负载变化影响测试

3.3 输入电压调整率的测试

保持输出端Uo1和Uo2的负载分别为10Ω和5.1Ω的情况下,改变输入电压Us从20V～36V之间变化,测试两路输出电压值如表4所示。

表4 输入电压调整率测试

由表4数据可以计算出Uo1和Uo2的输入电压调整率分别为0.7%和0.6%。

图4 开关S3的驱动波形和S1的漏极波形

3.4 开关波形测试

在输入电压为标称值28V,Uo1和Uo2的负载分别为20Ω,和5.1Ω时,测得主开关管的漏极波形和两路整流管的驱动波形如图3和图4所示。

图3 开关S2的驱动波形和S1的漏极波形

如图3和图4所示,在t1时刻主开关管闭合,初级电感储能,开关管漏极电压近乎为零,t2时刻主开关管断开输出端的两路整流管开始闭合,初级电感中的能量开始向次级释放,t3时刻Uo2在1个开关周期内的获取功率足以维持其期望输出电压5.0 V,S3开关管关断,此时S2仍然导通获取功率,t4时刻Uo1在1个开关周期内的获取功率足以维持其期望输出电压3.3 V,S2关断,在t4到t5期间,漏极电压的平均值下降,直到等于输入电压。

测试结果可总结为:Uo1的交叉调整率为1.6%,输入电压调整率为0.7%;Uo2的交叉调整率为1.5%,输入电压调整率 0.6%。两路输出的电压精度均小于2%,负载调整率均小于2.2%。

4 结论

实验结果证明,基于功率分配控制方法的多路输出反激变换器理论推导是正确的,设计方法是可行的。这种控制方法不仅克服了低电压输出的开关变换器的设计困难,而且实现了无需主辅路定义的多路输出以及较好地解决了交叉调整率问题。在改变相应硬件参数设计下,可以应用在任意期望输出电压场合。

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Multi-Output Flyback Converter Based on the Way of Power Distribution Control*

In order to improve cross-regulation of multiple output flyback converter,a control strategy based on power distribution is proposed. Specifically,ARM collects the load of all outputs in real time,combines it with every desired output voltage to calculate the desired power of all outputs and input power of high-frequency transformer in real time,and to get conduction rate of the mine switch and secondary rectifier switch,to sure each output to obtain the desired power and stable output voltage. Experimental results show that the double-output flyback converter designed with power distribution control has get less than 1.6% cross-regulation,less than 2.2% load-regulation and less than 0.7% voltage-regulation. The converter designed not only has solved the problem of cross-regulation effectively,but also has higher load-regulation and voltage-regulation at the same time.

power distribution control;cross regulation;flyback converter;real-time load;multiple output