适用于宽输出范围的混合控制全桥LLC电路

2017-02-11杨瞻森杜建华

电源学报 2017年1期

关键词：相角谐振腔全桥

杨瞻森，马皓，杜建华

（1.浙江大学电气工程学院，杭州310027；2.北京控制工程研究所，北京100190）

适用于宽输出范围的混合控制全桥LLC电路

杨瞻森1，马皓1，杜建华2

（1.浙江大学电气工程学院，杭州310027；2.北京控制工程研究所，北京100190）

提出了一种针对全桥LLC电路的混合控制方法，在低压低功率情况下采用移相控制，高压高功率情况下采用PFM控制，有效地拓宽了LLC的输出范围。对移相模式下的工况、移相频率的选择及控制方法进行了探讨和研究。搭建了一台2.5 kW、输入100 V、输出150～550 V样机，验证了混合控制方法的可行性和有效性。

全桥LLC；混合控制；移相模式；宽输出特性

近年来，LLC谐振式电路因其高效率、低电磁干扰EMI（electro magnetic interference）及易实现软开关等优势得到了广泛的应用，尤其是应用在中大型DC/DC电源之中。但是在输入电压固定的情况下，LLC谐振电路的输出电压范围较窄，限制了其应用。为了解决这个问题，目前已有大量研究，在拓扑和控制方法上对LLC电路提出了各种改进方法。

文献［1］提出在LLC副边加入辅助MOS开关及二极管来改善LLC电路轻载及空载的输出特性；文献［2］将一组开关管的上管保持导通，下管保持关闭，从而使全桥LLC电路变为半桥LLC电路，拓宽了LLC电路的输出范围；在文献［2］的基础上，文献［3］提出再串入一个变压器和MOS管，通过控制与变压器并联的MOS管的开通关断，调节变压器的变比，从而控制输出电压范围；文献［4］则采用Burst控制方法来实现LLC电路的宽范围输出，Burst控制方法也可称为跳周期控制，通过周期性地阻断驱动信号的传输来控制电路的输出能力；文献［5］对Burst控制模式进行了详尽的分析，提出了优化控制策略；文献［6］提出了一种脉宽调制PWM（pulse width modulation）和脉冲频率调制 PFM（pulse frequency modulation）相结合应用的混合模式控制方法，有效地改善了LLC的输出能力。

本文在全桥LLC谐振电路的基础上采用移相PS（phase shift）模式和PFM模式混合控制方法，使LLC电路能够输出较宽的电压范围，同时对移相模式下的电路工作状况及混合控制方法进行了分析。

1 全桥LLC移相模式

1.1 移相模式工况分析

传统移相全桥电路拓扑如图1所示。图中，因原边换流时原边电流小于副边输出滤波电感的续流电流，造成变压器原副边的占空比丢失，同时也造成了副边整流管的电压尖峰。移相全桥电路原边谐振电感采用的是饱和电感，且副边有续流电感，因此谐振电流不是正弦的，而近似为方波。

图1 移相全桥电路拓扑Fig.1 Phase-shifted full-bridge circuit

全桥LLC电路拓扑如图2所示，谐振腔由谐振电容Cs、谐振电感Ls和变压器励磁电感Lm组成。其电路结构与移相全桥电路拓扑类似，因此适宜采用移相控制模式。

图2 全桥LLC谐振电路拓扑Fig.2 LLC full-bridge circuit

以移相工作频率为谐振频率为例，电路在移相工作模式下的主要波形如图3所示，移相模式下电路各个时间段的等效电路如图4所示。

图3 全桥LLC谐振电路主要波形Fig.3 Key waveforms of LLC full-bridge circuit

图4 移相模式等效电路Fig.4 LLC full-bridge circuit of phase-shift control mode

t0～t1时间段：S1和S4导通，输入侧与谐振腔形成能量通路，通过变压器将能量传输到输出侧。此时变压器两端电压被输出电压箝位，励磁电感Lm不参与谐振，只有谐振电感Ls与谐振电容Cs参与谐振，励磁电流线性增加。

t1～t2时段：S1关断，S3未开通，此时为短暂的死区时间。输入侧没有能量传入谐振腔，输出侧的能量由谐振腔提供，谐振电流迅速下降。由于电感电流不能突变，谐振电感Ls续流，给S3的结电容C3放电和S1的结电容C1充电，为S3的零电流开关ZCS（zero current switching）做准备。S1和S3桥臂相当于移相全桥电路中的提前臂，易实现ZCS。

t2～t3时段：S3零电流导通，电路处于移相阶段，谐振腔提供副边负载能量。谐振电流迅速减少。

t3～t4时段：原边开关管状态不变，谐振电流减少到与励磁电流相等，此时谐振腔不再传递能量到副边，副边二极管电流降为0后关断，输出电流由输出稳压电容提供，变压器两端电压不再被输出电压箝位，励磁电感Lm参与谐振。由于励磁电感相对较大，因此谐振周期变长，谐振电流近似不变。

t4～t5时段：S4关断，谐振腔内的电流给S4结电容充电，给S2结电容放电，为S2的ZCS做准备。S2和S4桥臂相当于移相全桥电路中的滞后臂，不易实现ZCS。

t5时刻之后，半个周期结束，另外半个周期开始，电路工作状况和t0～t5类似，不再赘述。

1.2 移相模式下的电压增益

文献［7-8］中对全桥LLC谐振电路移相模式下的增益进行了细致的分析计算，采用时域分析法列出了各个阶段谐振电流 iLr、VCr和iLm的表达式，并运用Maple软件进行求解。这种计算方法虽然精准，但是过于繁琐，不能得到电路电压增益与移相角间明确的对应关系。本文中提出一种基于模型简化的计算方法，虽然不能细致地描述各个阶段的状态，但是可得到电路电压增益与移相角的近似表达式，利于全桥LLC电路移相模式下的分析。

理想情况下，LLC电路原边功率都传输至副边，在输出电阻不变的情况下有

式中：Uin为输入电压；Ir为谐振腔电流；Uout为输出电压；RL为负载阻抗。移相角为0时电路的归一化增益为1，即输出电压为基准输出电压。根据式（2）可知，原边谐振电流的变比等于输出电压变比的平方，则归一化量等于电路的归一化增益M*。

以移相频率等于谐振频率为例分析移相模式下的电压增益。为了提高LLC电路的效率，通常会通过增大励磁电感的方式减小励磁电流，因而励磁电流相对谐振电流很小，为了简化模型，将其视为0，则半个周期内谐振电流波形如图5所示。图中虚线表示移相角为0时的谐振电流波形，为一个完整的正弦曲线；实线表示移相角为D时的谐振电流波形。半个周期内谐振电流的定积分与额定谐振电流定积分的比即为Ir*。

图5 半个周期内的谐振电流波形Fig.5 Resonant current in half cycle

式中：t为本周期内的时间；ω为开关角速度。

此阶段内谐振腔向副边提供能量，输出电流视为额定输出电流，标幺化为1，则式（4）归一化为

此阶段内谐振电流表达式为

在（t1～T/2）时段，没有能量传输到副边，谐振电流定积分为0。则移相角为D时半个周期内谐振电流的定积分为

则移相模式下电压增益为

式（8）表达了全桥LLC电路移相模式下直流电压增益与移相角之间的对应关系，如图6所示。图中虚线为式（8）计算所得电压增益所示，实线为实验测量增益。由于未考虑电路损耗且经过系列简化，两条曲线有所偏差。

图6 移相模式下移相角与电路电压增益的关系Fig.6 Relationship of normalized gain in phase-shift mode

2 混合模式控制策略

2.1 混合模式切换控制策略

在考虑状态切换时，状态切换点不应设置为单一点，而应设置为滞回控制，滞回控制如图7所示。当电压或电流降低至PFM模式最低值时，切换为移相模式；当电压或电流升高至移相模式最高值时，切换为PFM模式。PFM模式最低值应当比移相模式最高值低，从而形成一个缓冲区域，使得电路能够平滑切换，避免了单状态切换点的不稳定振荡。

图7 滞回控制状态切换Fig.7 Hysteresis state switching strategy

2.2 移相模式工作频率的影响

通常移相模式下的工作频率一般选择为最高频率，实际上这并不一定是最优的移相频率。全桥LLC的移相模式工作效率与移相角工作频率有关。移相角决定了移相电路的有效占空比，也决定了电路的电压增益；工作频率的高低决定了LLC电路的增益特性，同时决定了电路软开关的实现情况。LLC电路移相模式工作频率若取为谐振频率，则在低压或者轻载情况下移相角太大，效率低；若是频率取为最大频率，则不利于开关管的软开关实现，同样不利于效率。而LLC电路移相模式电压增益与谐振腔参数k和Q的配置、实际应用场合等因素相关。因此，移相工作模式下的频率应当根据应用场合折衷考虑，选择一个合适的频率。

3 实验结果

为了验证全桥LLC混合模式控制的可行性及有效性，本文设计了1台2.5 kW的实验样机，其参数设计如表1所示。

表1 LLC主电路参数Tab.1 Specifications And Parameters Of LLC resonant converter

图8为移相模式下电路的主要工作波形，图9为不同移相频率、不同输出电压情况下电路的工作效率。由图9可见，低压输出时高移相频率效率更高，但高移相频率时能达到的最高电压低；低移相频率时能够达到很高的输出电压，但整体效率略低于高移相频率。因此本设计移相频率的选择策略为：在能达到所需最高电压的频率范围内，移相频率设置得尽可能地高。

图8 移相模式下电路主要波形Fig.8 Key waveforms of LLC with phase-shift control mode

图9 不同移相频率下电路的工作效率Fig.9 Efficiency with different phase-shift frequency

图10为电路负载电流恒定为4.5 A时不同输出电压下的工作效率。低压时工作在移相模式，而且移相角较大，电压升高时移相角逐渐减小，直至切换到PFM模式，PFM模式下频率则随着输出电压的升高逐渐向谐振频率点移动，因此电路工作效率随着输出电压的升高而升高。

图11为输出电压恒定为550 V时不同负载电流下的工作效率。轻载时为移相模式，效率较低，随着负载加大效率逐渐提高，在2.5 A左右时达到最高效率，之后随着负载加大原边谐振电流变大，导致损耗逐渐增加，效率略有下降。

图10 输出电流4.5 A时不同输出电压下的效率Fig.10 Efficiency with hybrid mode control method in various output voltage conditions（Io=4.5 A）

图11 输出电压550 V时不同输出电流下的效率Fig.11 Efficiency with hybrid mode control method in various load current conditions（Vo=550 V）

4 结语

本文采用移相模式与PFM模式相结合的控制方法提升了全桥LLC电路的输出特性，分析了移相模式下全桥LLC电路的工作状况及增益特性，对移相模式频率的选择及混合控制策略进行了探讨研究。通过1台输入100 V、输出150～550 V的2.5 kW样机验证了混合控制方法的可行性和有效性，提升了全桥LLC的输出能力。

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Hybrid Mode Controlled Full-bridge LLC Series Resonant Converter for Wide Output Application

YANG Zhansen1,MA Hao1,DU Jianhua2
（1.College of Electrical Engineering,Zhejiang University,Hangzhou 310027,China;2.Beijing Institute of Control Engineering,Beijing 100190,China）

A PFM and phase-shift hybrid control strategy for full-bridge LLC resonant converter is introduced in this paper,which applies phase-shift control mode in low voltage output or light load conditions and applies PFM control mode in high voltage output or heavy load conditions and makes LLC’s output characteristics better.And detail analysis of operating conditions for phase-shift control mode,selection of phase-shift frequency and control strategy is presented. A 2.5 kW experimental prototype with 100 V input voltage and 150-550 V output voltage is provided to verify the effectiveness of this hybrid mode control method.

full-bridge LLC;hybrid control method;phase-shift mode;wide output characteristics