雷达发射机阳极电源的原理分析

袁湘辉

(海军工程大学 电子工程学院， 武汉 430033)

·电源技术·

雷达发射机阳极电源的原理分析

袁湘辉

(海军工程大学 电子工程学院， 武汉 430033)

地波雷达是从事海洋环境研究以及电波传播相关理论探索的关键设备，设备安装和使用条件恶劣，并且处于连续运行状态，如何通过良好的维护来保证地波雷达的可靠运行，尤其是雷达的大功率发射设备，已成为使用和保障部门的重要课题。文中主要介绍了一种地波雷达微波管发射机的电源系统的组成，重点分析了阳极高压开关电源的电路原理，提出了变形脉宽调制控制的概念。经过仿真和稳态工作波形分解，得出了该电源高可靠性和高效率的结论，给出了电源的主要工作电流、电压波形，希望为设备的使用和维护提供参考。

地波雷达，高压开关电源，脉宽调制控制，微波管

0 引 言

一种地波雷达是用于我国海洋环境全天候测量的整机引进的大型精密设备。雷达工作地点在海边，高温、盐雾等环境因素对于雷达的正常工作有着十分不利的影响。特别是对于大功率发射机的阳极电源而言，故障率明显上升。因缺乏完整的技术图纸和维修资料，如何保障设备的正常运行和进行定期的维护保养是一个急待解决的问题。因此，对阳极电源的工作原理进行分析研究进而提高对该型雷达的保障及维护是重中之重。

该雷达发射机采用了“固态+电子管推动+电子管功率放大”[1]的放大链路结构形式，其中13、14号机柜提供了发射机三级放大器所需的全部低压、高压电源。14柜中的阳极高压电源是大功率微波电子管的高压供电电源，工作电压8 kV，电流10 A。该型高压电源采用700 V的直流供电，“单片机+模拟电路”的混合控制模式，其中单片机实现电源各种参数的设置、采集、远程传输和故障保护；模拟电路负责开关电源所需的控制信号的产生和稳压控制；开关管采用了绝缘栅双极型晶体管(IGBT)功率模块；高电压部分采用“升压变压器+桥式整流”方式。

通过观测比较，该型电源的控制方式不同于常见的脉宽调制(PWM)[2]、频率调制[3]、相位调制[4-5]等原理，给使用维护带来一定的困难。因而，我们通过与使用单位合作进行电路仿真和实际波形观测，对该型高压电源的工作原理有了一定的理解，得出了“变形PWM控制”方式的结论，通过实验波形验证了文中观点的正确性。本文的研究工作能够有效地解决该型地波雷达的维修保障工作困难，对维修工作中需要注意的事项和步骤进行了具体说明，对从事高压电源的研发人员也具有一定的指导作用。

1 阳极电源的组成

在14机柜中， 02分机负责提供推动级电子管

4 kV阳压， 03分机提供末级电子管的8 kV阳极高压，两台阳极电源的控制、保护全部由01分机来完成。高压电源的组成，如图1所示。

图1 阳极电源的组成原理图

02、03分机的电路结构形式一致，只是03的功率更大，二者都是全桥变换器，电容器C1、C2是直流700 V输入的滤波和储能元件；IGBT功率模块V1～V4组成了一个全桥逆变器；L1-1和L1-2绕在同一个磁芯的两个臂上，接成串联形式；T是阳极电源的升压变压器，变比约1∶8；电容器C3是并接在变压器次级的谐振电容；V5～V8是高频整流管；C4是高压直流滤波电容；R为电子管阳极的等效负载，变压器T及后接的电容C3、整流管V5～V8、滤波电容C4安装在14号机柜的下部。

高压电源不同于一般的低压电源，由于电源的负载往往是电真空器件，在高压下容易发生击穿打火进而造成电源短路，所以高压电源一般都采用电容直接滤波而不采用LC滤波的方式。

在电源控制电压正常，且700 V主供电、温度检测、交流及直流电流检测、过电压检测等都处于正常范围内时，01分机得到加阳极高压指令后就会输出IGBT模块V1～V4的控制脉冲g1～g4。控制脉冲的频率大约为8 kHz，根据负载功率的大小，控制脉冲的宽度ton会相应进行调整。但不同于一般的PWM控制方式，在每一个开关周期内，V1、V2和V3、V4分别有一次工作在50%工作比状态，而另一次工作在PWM方式，我们把它称为变形PWM控制。

2 变形PWM控制原理

控制信号的产生由01分机的控制板完成，电路全部使用了CMOS门电路、比较器和模拟开关完成了这一复杂的功能。在此我们把01分机的控制板进行简化，去掉那些保护功能，只保留与产生控制02分机、03分机工作脉冲有关的部分，来说明变形PWM的信号产生原理，原理图如图2所示。

在图2中，DA14用来产生电源的控制时钟，频率为电源开关频率的两倍约16 kHz，窄的CP正脉冲就是上下桥臂的死区时间，约2 μs。接下来CP脉冲被送到双D触发器DD2-1、DD2-2，分别产生二分频脉冲Q1、Q1非；4分频脉冲Q2、Q2非。另外，CP脉冲经DD1反向后，控制模拟开关DA17导通，电容Ct被快速短路，从而在Ct上形成16 kHz的锯齿波。

图2 变形PWM的控制原理简图

电源的基准电平Vref(小于零)与高压电源的反馈电压Vf(正电压)在运算放大器DA3的反相端相加放大，DA3的输出在比较器DA13中与锯齿波相比较，如果DA3的输出高于锯齿波，则DA13输出为正，该部分也即是控制开关电源工作的PWM信号。该信号的时间长短ton与CP时钟周期的一半(T/2)比值就是该电源的工作比D。

PWM信号经过DD3-1、DD4-1与Q2非、Q2或非运算，得到两个信号X、Y。X、Y再与Q1非、Q1分别进行或非运算后形成全桥控制所需的四个控制信号g1、g2、g3、g4。在图3中给出了图2所示的控制框图的各信号之间的时间关系。

图3 变形PWM的控制脉冲产生的时序简图

触发脉冲g1、g2和g3、g4分别控制图1中的两个IGBT半桥模块，从上图中可以看到，在两个工作周期内，g1、g2和g3、g4它们交替工作在PWM调制和50%工作比两个状态，不同于一般的PWM控制方式，因此，我们把这种控制方式称为变形PWM的控制。在稳压时，只调整PWM的工作眿宽ton就可以改变高压电源的输出。

3 阳极电源的稳态分析

对阳极电源的电路分析，可以采用计算机仿真，将图1的电路拓扑、元件参数与图3的控制信号形式加到电路的PSPICE模型中，运行仿真程序，就可以得到电路中的有关节点的电压波形和有关回路的电流波形。

另外，我们可以再从概念上对电路稳态工作的各时间段进行简要分析，以加深对电路工作原理的理解。为了分析方便，拟将阳极电源高压变压器的次级谐振电容、负载都等效到变压器的初级，等效电路如图4所示。由于电源的输出电容C4大于谐振电容C3，在一个变换周期内，可以认为电源的输出电压、电流基本保持不变。

图4 变形PWM控制阳极电源的工作波形图

在t0时刻V1、V3受控开通，主回路电流Ir从0开始上升、谐振电容C3的电压从上周期的剩余值换向开始上升，整流桥V5～V8全部截止，储能电容C4单独向负载提供能量，输出电压逐渐降低。此时电路简化如图5a)所示，其主回路是一个标准的LC串联谐振回路，电流Ir和C3电压按正弦规律变化。

在t1时刻，电容C3电压达到储能电容C4电压时，整流管V7、V6恢复导通，C4与C3并联，主回路电流Ir开始向负载和C4供电，输出电压会升高。此时电路简化如图5b)所示，此时的主回路是一个标准的LC并联谐振回路，负载与谐振电容(C3+C4)并联。电源、谐振电感的储能、负载电阻的大小共同决定了回路电流Ir的大小和变化趋势。

在t2时刻，V1受PWM信号控制关断，V3继续导通。电感中的电流不能突变，它会沿着V3、V2的反向并联二极管继续向电容C3、C4和负载提供能量，直到t3时刻，Ir线性降到零为止。该时段电路等效如图5c)所示，t3时刻输出电压最高。

当Ir电流过零后，电容C3上的储能开始提供导通的V3、V1的反向并联二极管向电源释放能量。该时段的等效电路如图5d)所示，此时谐振电流方向相反，电流幅值低很多。半个周期后，在t4时刻，谐振电流到零，由于V1反向并联二极管的阻断，电流不能反向，只能一直等于零。

图5 变形PWM控制的稳态分析图

在t5～t6时段，Ir=0，C3上的剩余电压也一直保持到下半个周期，直至V3受控关断为止。在接下来的半个周期中，V2、V4受控导通，工作过程与上述类似，只是电流方向相反。在接下来的一个周期中，V1、V2工作在50%工作比状态，V3、V4受PWM信号控制。

该电源由于在主回路中串入了一个电感，因此，具有抵抗负载短路故障的能力，可靠性高。开关管在开启时，主回路的电流为零，属于零电流(ZCS)开通。管子关断时，由于电感电流的连续，容易实现零电压(ZVS)关断，因此，该变换器的效率也比较高。

4 试验结果

图6给出了02分机在01分机的控制下，左桥臂中点A的电压和主回路电流Ir的实际波形。电路的工作条件是直流母线电压700 V左右，回路电流峰值20 A左右。从图6a)中可以看出两个完整周期的工作情况，从图6b)中看出半个周期的工作情况，波形很好地印证了图4及以上稳态分析结果。

图6 电源变换器的主回路电流、电压测试波形

5 维修保障注意事项

理解电路的工作原理和控制方法，可以更好的帮助我们做好设备的维护和保养，甚至在发生故障后，能够依靠自己所掌握的知识，迅速排除故障，最大限度地减少损失。阳极电源工作电压高、功率大，是发射机的关键设备。维修前首先，要熟悉随机的图纸资料，在不加高压的情况下，屏蔽掉01分机的欠压保护功能，应该能够看到g1、g2、g3、g4这四个控制脉冲，时间关系如图4所示。然后，在不加电的情况下，用万用表检查02、03分机的IGBT模块是否击穿短路；如果正常，才能进行加电检查。可以使用外接0～700 V直流电源给02、03分机加主电，按图4所示，接上谐振电容、整流器、滤波电容和假负载，通电后，利用仪器观察变换桥的中点电压和回路电流，正常情况应与图6相近，这样，就说明阳极电源维修初步成功，待到发射机上实地验证。

6 结束语

本文对一种地波雷达发射机的阳极电源采用变形PWM控制方式进行了详细的分析，从图4的仿真波形和图6的实测波形可以看到，该电源能够实现IGBT开关管的零电流开通和零电压关断，且具有抵抗负载短路故障的能力，可靠性和变换效率较高，该方案特别适合于真空管发射机高压电源采用，对于从事电源开发研制而言，该技术具有一定的推广价值。另外，希望通过对电源工作原理的分析和关键信号波形的观测，能够帮助设备的使用与维护人员进一步了解设备的性能特点，提升业务水平，从而最大限度的发挥设备的效能。

[1] 郑 新，李文辉，潘厚忠．雷达发射机技术[M]．北京：电子工业出版社，2006． ZHENG Xin, LI Wenhui, PAN Houzhong．Technology of radar transmitter[M]．Beijing: Publishing House of Electronics Industry, 2006．

[2] 熊 吉，徐国林，张颖辉．基于FSCQ系列准谐振反激式电源设计[J]．现代雷达，2011，33(9)：81-83． XIONG Ji, XU Guolin, ZHANG Yinghui．Q-R fly-back power supply design with the FSCQ series switch controller [J]．Modern Radar, 2011, 33(9):81-83．

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袁湘辉 男，1970年生，高级工程师。研究方向为雷达信号处理与电子装备技术保障。

Analysis of the Anode Power Supply Operation Principle for Radar Transmitter

YUAN Xianghui

(College of Electronic Engineering, Naval University of Engineering, Wuhan 430033, China)

The ground wave radar is the key device in the research on marine environment, radio wave propagation and related fields. Because of the poor usage and installation environment, as well as continuous running status, how to ensure reliable operation of radar, especially for the high power transmitting devices on the radar, through good maintenance has become an important subject of the use and maintenance department. The power system of a vacuum tube transmitter at the ground wave radar is introduced in this paper. The concept of deformed PWM control is proposed by analyzing the circuit principle of the anode high voltage switch power supply. Through the simulation and decomposition at the steady state waveform, the high reliability and efficiency of the power supply can be demonstrated. The crucial current and voltage waveform of the power supply are given ultimately. It is hoped to provide a reference for the usage and maintenance of other eupipment.

ground wave radar; high voltage switch power supply; pulse width modulation control; vacuum tube

10.16592/ j.cnki.1004-7859.2016.12.017

袁湘辉 Email：xiangvui@163.com

2016-09-17

2016-11-19

TN957.3

A

1004-7859(2016)12-0083-04