高频谐振功率放大及倍频实验电路的设计

金伟正， 陶 琴， 杨光义

(武汉大学 电子信息学院，湖北 武汉 430072)



高频谐振功率放大及倍频实验电路的设计

金伟正， 陶 琴， 杨光义

(武汉大学 电子信息学院，湖北 武汉 430072)

高频谐振功率放大及倍频是“高频电子线路”课程教学中的重、难点内容。本文重点介绍了一种高频谐振功率放大及倍频实验电路，该电路将高频振荡电路、甲乙类谐振放大电路、丙类谐振功率放大以及倍频电路融合在一起。其中丙类功放创新采用并馈串联谐振回路，并进行了理论分析，同时也详细地叙述了级间匹配。将这套电路引入课堂教学和课后实验，可以帮助学生更深刻的理解高频电子线路相关内容，并为今后的设计工作打下良好的基础。

高频谐振功率放大； 倍频； 级间匹配； 并馈； 串联谐振

0 引 言

高频电子线路是电子、通信等专业的主干基础课程，该课程的基本目的是学习常用电子元件器件、模拟电路以及简单的电路系统，掌握高频电子线路各单元电路的基本概念和工作原理，掌握各种非线性电子线路分析和设计方法，为电子系统的工程实现等后续课程打下必备的基础[1-2]。本文重点介绍了一套高频谐振功率放大(简称功放)实验电路，涵盖晶体振荡器、甲类谐振放大器、乙类谐振放大器、丙类谐振功放以及倍频器等内容。通过本实验电路的学习，学生可以比较分析各类谐振放大器的异同，深刻理解谐振功放的相关知识点，领会倍频电路的学习要点[3-6]。

1 原理介绍

高频谐振功放的晶体管馈电方式分为串联馈电(简称串馈，如图1所示)与并联馈电(简称并馈，如图2所示)。两种馈电方式的电源电压都能全部加到集电极上，区别在于滤波匹配网络的接入方式。串馈的匹配滤波网络处于直流高电位，网络元件不能直接接地。并馈的匹配网络处于直流地电位上，网络元件可直接接地，安装比串馈方便，但是高频扼流圈与匹配网络相并联，分布参数影响网络调谐。谐振回路又分为并联谐振和串联谐振，很多资料都对串馈并联谐振进行了详细的分析，而对并馈串联谐振一笔带过。本文选择并馈串联谐振，意在填补这方面的空缺。

(a) 串联并联谐振电路

(b) 等效电路

图1 串馈并联谐振电路

(a) 串联并联谐振电路

(b) 等效电路

图2 并馈串联谐振电路

当三极管工作在丙类状态时，典型的集电极电流iC为周期性尖顶余弦脉冲，失真很大，包含很多谐波。将iC经过傅里叶分解后得：

(1)

其中：IC0为直流分量；Icm1cosωt为基频分量；Icmncosnωt为n次谐波分量，n=2，3，4，…。

图2中，UCC为电源电压，LC为高频扼流圈，LCR为串联谐振回路，其中R为负载电阻。由于电容具有隔直通交、高频扼流圈具有隔交通直的作用，直流分量IC0只流过支路1，不流过支路2。同时，支路1对于基频和各次谐波电流分量相当于断路。支路2对于串联谐振频率呈现较小的阻抗(谐振频率可以是基频或n次谐波频率，取决于L、C的取值)，对于其他频率的电流分量呈现较大的阻抗，相当于断路。所以，虽然iC的失真很大，但是仍然能得到正弦波形Ucmcosnωt的输出。下面以谐振频率为基频时为例进行讨论。

晶体管理想化静态特性曲线可表示为：

iC=gC(vBE-vBZ)

(2)

它的外部电路关系为：

vBE=Ubmcosωt+UBB-UE=

Ubmcosωt+UBB-iCRE

(3)

vCE=UCC-Ucmcosωt-UE=

UCC-Ucmcosωt-iCRE

(4)

将式(3)代入式(2)得：

iC=gC(Ubmcosωt+UBB-iCRE-UBZ)

(5)

化简后求得:

(6)

(7)

将式(6)与式(7)相除，得：

(8)

即为尖顶余弦脉冲电流的解析式，它完全取决于脉冲高度iCmax和导通角θc。

根据傅里叶级数求系数法，计算IC0,Icm1,…,Icmn的表达式，得：

(9)

(10)

iCmaxαn(θc)

(11)

式中，α0,α1…,αn是θc的函数，称为尖顶余弦脉冲的分解系数，以n=2,3,…值代入式(11)，即可得二次、三次……电流谐波分量。

由上述分析可知，通过电源的电流只有直流分量IC0，所以电源供给的直流功率PD为：

(12)

通过负载回路的电流只有基频分量Icm1cosωt所以对于交流输出功率PO有：

(13)

式中，R为谐振于基频对应的谐振电阻。

由放大器的集电极效率η定义计算得：

(14)

图3 功放的功率和效率曲线

图4 二倍频和三倍频功率效率图

当选频网络谐振于nω时，输出的分析参照谐振于基频，所以有：

(15)

(16)

式中，R为谐振于n倍频对应的谐振电阻。

根据式(15)和式(16)，取n=2和3，绘制出功率和效率曲线如图4所示。由图4可见，二倍频时，θc=60°功率达到最大值；三倍频时，θc=40°功率达到最大值。这些数值是设计倍频器的参考值。

2 实验电路的设计与计算

2.1 总体设计

实验电路框图如图5所示。信号发生电路以晶体管S9018和6MHz石英晶体为核心，产生6 MHz的信号；甲类谐振放大电路以晶体管S8050和6 MHz并联谐振回路为核心，实现放大与选频，为下一级提供足够幅值的激励信号；丙类二倍频电路以晶体管2SD467和12 MHz并联谐振回路为核心，将6 MHz信号进行二倍频，得到12 MHz的正弦信号。采用基极自给偏压电路保证丙类工作，同时维持放大器的工作稳定[9]；乙类谐振放大电路利用二极管IN4148将放大器的基极直流电压钳位在0.7 V，保证放大器工作在乙类状态；级间匹配网络使后级功率管的基极输入阻抗与前级放大器输出所需要的最佳阻抗相匹配；丙类谐振功放以功率管2SC1970和12 MHz并馈串联谐振回路为核心，采用基极自给偏置保证丙类工作，完成最后的功率放大输出。

图5 高频谐振功率放大及倍频实验电路框图

为使丙类二倍频电路的输出功率达到最大值，取θc=60°。由式(3)可得，当ωt=θc,时iC=gc(Ubmcosθc+UBB-0-UBZ)=0，求得：

(17)

令UBB=0，UBZ=0.7 V，cosθc=cos60°=0.5，得Ubm=1.4 V，这就是丙类二倍频电路要求的输入电压幅值。同理，取θc=70°，求得输入电压幅值Ubm=2 V，这就是丙类谐振功放电路要求的输入电压幅值。

2.2 级间匹配网络的设计

由于乙类谐振放大电路所要求的最佳负载阻抗RP较大，而丙类谐振功放电路的输入阻抗Ri又很小，电路引入级间匹配网络，起到阻抗匹配和滤除谐波的作用[10]。匹配网络采用“T”型结构形式，如图6所示。

[1,11-13]有计算公式：

XL=QLRi

(18)

(a) 级间匹配网络电路

(b) 匹配网络等效电路

图6 T型网络及其等效电路

(19)

(20)

其中:QL为有载品质因素;Ri为基极输入阻抗;RP为前级最佳负载阻抗;XL、XC1、XC2分别为电感L、电容C1、电容C2的电抗。公式运用的前提条件是RP>Ri。

由式(18)可知，基极输入阻抗Ri直接决定了XL，然而电感的标称值有限，所以首先确定电感L的取值，反算出基极输入阻抗Ri的值，只要满足前提条件RP>Ri，就认为是可取的。所以，取L=10 μH，算出Ri=94.25 Ω

根据QL、Ri和RP的值，就可以根据公式(18)～(20)得到匹配网络的参数，分别为：L=10 μH，C1=17.1 pF，C2=0.51 pF。特别需要强调的是，C1的计算结果为非标称值，不能随意近似为临近的标称值，比如15 pF或18 pF，否则可能导致匹配网络不能达到预期的效果。实际电路中，C1采用20 pF的可调电容。

2.3 整体实验电路

整体实验电路如图7所示。BG1为三极管S9018，BG2为三极管S8050，BG3和BG4为三极管2SD467，BG5为高频功率管2SC1970。JP1为选择开关，可以通过跳线选择功放的负载电阻。图7中，C23对应图6中的C1，C30对应图6中的C2，L7对应图6中的L。

图7 高频谐振功放及倍频实验电路

3 实验测试与数据分析

本文设计的实验电路已经成功应用在武汉大学自主研发的高频电子线路实验系统上，实验测试在该实验系统上进行。由于本文已经给出了完整的实验电路图(见图7)，限于论文篇幅，本文仅对高频谐振功率放大器进行重点测试和分析，其他电路的测试略过，有兴趣的读者可以自行搭建电路复现。

3.1 丙类高频谐振功率放大器测试

基于论文2.2节对匹配网络参数的设计，调整乙类放大器的输出电压Ucm乙为5 V/12 MHz的正弦波，如图8(a)所示。经过级间匹配网络后，得到2 V/12 MHz的正弦信号，如图8(b)所示。通过跳线选择功放负载电阻，如RL=470 Ω，得到相应的输出波形，如图8(c)所示。

3.2 丙类高频谐振功率放大器负载特性分析

当负载回路谐振时， 改变负载电阻的大小，可以得到负载特性[15]。保持功率管的基极输入信号为2 V/12 MHz，改变谐振功放的负载电阻，用示波器观察负载两端的输出电压，记录在表1中。根据表1绘制负载电阻-输出电压/输出功率曲线，如图9所示。

(a)乙类放大器输出波形

(b)级间匹配网络输出波形

(c)功放输出波形

序号负载电阻RL/Ω输出电压UP-P/V输出功率,PO/W1242.80.3272514.70.43331008.00.64041509.80.640520010.60.562624010.80.486739010.00.25684709.50.19296809.00.1191010008.40.071

图9 负载电阻-输出电压/输出功率曲线

分析图9可知，随着负载电阻R的增加，放大器由欠压进入过压状态，相应的iC由接近余弦变化的电流脉冲变为凹陷的脉冲波。在欠压区，R由小增大时，尖顶余弦脉冲电流仅是高度略有减小，相应的IC0和Icm1在欠压区近似不变，因而输出电压(Icm1R)和输出功率(Icm12R)随R近似线性增大；在过压区，随着R增大，电脉冲高度减小，凹陷加深，相应的IC0和Icm1减小，使得输出电压(Icm1R)有小幅度减小，同时输出功率(Icm12R)也减小。

4 结 语

本文介绍的高频谐振功率放大及倍频器实验电

路，将高频电子线路中的振荡、倍频、信号放大、功率放大结合在一起，覆盖知识面广，体现了很强的综合性和创新性，丰富了实验教学内容。实验结果表明，该电路成功的完成了振荡、倍频及功率放大等功能，目前已成功应用于武汉大学电子信息学院高频电子线路实验课程，实验效果良好。

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Design of the Experimental Circuits for High Frequency Resonance Power Amplifier and Frequency Multiplier

JINWei-zheng,TAOQin,YANGGuang-yi

(Electronic Information College, Wuhan University, Wuhan 430072, China)

High frequency resonance power amplifier and frequency multiplier are the key and difficult part of the “high frequency electronic circuit” course. This article mainly introduces a new high frequency resonance power amplifier and frequency multiplier experimental circuit, which contains the high-frequency oscillation circuit, resonance classes A, B amplifier circuits, class C resonance power amplifier and frequency doubling circuit. It is an innovation to use and analyze the series resonance circuit and parallel feedback in class C power amplifier. And the design of the matching network between two levels is given in detail. The experiment shows that the circuit works well, and can help students to have a deeper understanding of the related contents in high frequency electronic circuit, and lay a good foundation for the future work.

high frequency resonance power amplifier; frequency multiplier; matching between two levels； parallel feedback; series resonance

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2016-03-14

武汉大学设备处开放实验项目(WHU-2016-KFSY-3)

金伟正(1966-)，男，湖北武汉人，硕士，副教授，从事高频电子线路教学和软件无线电等的科研工作。

Tel.：13871326306；E-mail: jwz@whu.edu.cn

TN 761.2；G 642.423

A

1006-7167(2016)09-0214-05