电磁超声用大功率高频激励源研制

王新华，滕利臣，王奇之，张 璇，李迎超，涂承媛

（北京工业大学机械工程与应用电子技术学院，北京 100124）

电磁超声用大功率高频激励源研制

王新华，滕利臣，王奇之，张 璇，李迎超，涂承媛

（北京工业大学机械工程与应用电子技术学院，北京 100124）

为了提高电磁超声换能器的换能效率，采用大功率高频激励源是一种有效的解决方法.针对提出的一种DE类射频功率变换器技术，建立了DE类射频功率放大器拓扑结构及其电路参数的设计方法.通过对DE类功率放大器电路仿真分析，利用TMS320F2812型数字信号处理器（digital-signal-processing，DSP）作为主控芯片，结合外围温度传感器、电流传感器、电压传感器实现了大功率高频激励源的驱动控制.通过选取UCC27531作为金属氧化物半导体盗效应管（metal-oxide-semicondutor-field-effect-transistor，MOSFET）驱动芯片，并以IRFP460作为开关器件构建变换器主电路，实现了功率MOSFET的高速驱动.实验结果表明:基于DE类谐振变换器设计的激励源，工作状态稳定，性能指标达到最大输出功率1.1 kW、负载电压峰峰值约270 V、负载电流峰峰值约26 A、最高输出频率1 MHz，能够满足电磁超声换能器的工作要求.

DE类谐振变换器；零电压开关；数字信号处理器；金属氧化物半导体场效应管

目前，国内外对电磁超声技术的研究主要是对电磁超声检测方法以及设备结构的优化，而对其激励装置开展的研究较少.由于电磁超声本身存在着换能效率低的问题，而从目前的研究来看，其主要解决途径有2种:一是对检测探头的优化设计，特别是高灵敏度探头阵列的研究；二是大功率高频激励源的研究.随着国内外对电磁超声工作机理研究的深入，特别是各种电磁仿真软件的出现，使得电磁超声检测探头的优化设计取得了很大进步.目前，对电磁超声用激励源的研究主要是针对电容储能式脉冲激励源以及全桥逆变式激励源开展研究［1-2］，在使用过程中尚存在输出频率低、可控性差、发热大、结构复杂等缺点，难于满足电磁超声换能器对激励源的性能要求.

为提高电磁超声换能器的激发效能，激励电源需要产生高峰值电流窄脉宽的电脉冲激励信号.目前，国外已经研制出可用于驱动电磁超声换能器的大功率高频激励电源，如美国T&C Power Conversion公司生产的 AG 1024型高频电源，工作频率为20 kHz～1 MHz［3］，对阻抗为50 Ω的负载最大输出脉冲功率2 kW.国内在对电磁超声激励源研究方面起步较晚，哈尔滨工业大学的王淑娟等研制出用于轨道踏面的电磁超声检测设备，电磁超声激励源的信号通过波形发生器XR-2206和80C51单片机控制产生正弦脉冲串激励信号，信号在经过推挽方式进行功率放大，激励源输出频率为30 kHz～1 MHz，输出电流约10 A［4］，；沈阳工业大学高松巍等提出了基于直接数字式频率合成器（direct-digitalsynthesizer，DDS）技术的电磁超声激励源的设计方案，通过单片机控制DDS芯片AD9850产生频率为1 kHz～2 MHz的可调方波信号，并通过单片机控制复杂可编程逻辑器件（complex programmable logic device，CPLD）MAX7064完成脉冲串的个数和相位的设定，并在功率放大电路之前加入一级驱动信号放大电路，用于直接驱动功率管的导通与关断，最终产生峰峰值接近100 V的电压［5］，但结构复杂、可控性差；清华大学黄松岭、李鹏等研制出了一种电磁超声检测用脉冲电源，选用FPGA作为主控芯片，采用MOSFET组成的全桥逆变线路实现功率放大，其最大输出电压峰值为350 V，频率范围为20～350 kHz［6］.

为此，针对现有电磁超声换能器激励源存在的问题，基于射频方法提出了一种DE类射频功率变换器技术，它是以D类谐振变换器为设计基础，既利用D类变换器高功率输出特性，又利用E类变换器工作频率高的优点，同时克服目前D类变换器高频工作性能差以及E类变换器开关利用率低的缺点，以实现激励源的大功率高频输出，满足电磁超声换能器的技术要求，提高换能器的激发效能.

1　激励源的结构及其工作原理

激励源主要由信号发生器1，隔离模块2，驱动模块3、4以及放大电路组成，如图1所示.

大功率高频激励源采用DE类射频功率放大器技术，如图1所示，每个开关管都含有1个输出电容C0，电路中各元器件假设是理想且时不变.逆变器的工作方式与D类功率变换器类似［7］，但为了获得DE类工作方式，通过使逆变器的工作频率高于LCR网络的谐振频率以减少D类变换器中开关管电容所产生的功率损耗.然而当变换器的工作频率高于LCR网络的谐振频率时，负载表现为感性，负载电流将滞后于中点电压.在对DE类功率变换器进行分析时，须假设负载品质因数Q足够大，以保证负载上的电流是正弦的且可以忽略其谐波分量.负载电流的相位滞后及每个开关的导通时间可以相互调整，使得各开关管在导通过程中其两端电压和流经它的电流不会同时出现.

在流经功率管电流的前半个正弦周期内，功率管就会关断，这些电流会流入输出电容并对其进行充电，半桥中点电压会迅速发生变化，使电容C1和C2一个充电，另一个放电.当相位延时以及死区时间设计合理时，中点电压就会在负载电流变为零前发生变化，使功率管在导通过程中的电压变化率dv/dt为零，即功率管在导通过程中始终不会有电流流过，从而实现了零电压开关（zero-voltage-switch，ZVS）或零电流开关（zero-current-switch，ZCS）工作状态［8-9］.这种以E类功率变换器工作方式进行运作的D类功率变换器结构称为DE类功率变换器. 在DE类功率变换器中，输出电容所储存的能量是不会产生功率损耗的，正是充分利用这种原理，将输出电容作为一种低功耗阻尼器，使得逆变器的理论转换效率达到100%.

2　激励源电路设计

2.1激励源控制系统设计

2.1.1控制系统核心模块电路设计

根据设计要求，选择TMS320F2812型数字信号处理器（digital-signal-processing，DSP）作为控制芯片，用于实现以下功能:

1）利用片内ADC采样模块实现2×8路的模拟量采集，理论上采样精度达12位，实际采样精度能达到9位或10位，各采集最高转换时间80 ns.

2）利用片内事件管理器可产生4路独立的脉冲宽度调制（pulse width modulation，PWM）和6对12路互补PWM波形，且可同时为变换器.

控制系统核心模块主要围绕TMS320F2812的核心电路进行设计.

1）控制系统电源电路设计

TMS320F2812工作时所要求的电压分为3.3 V 的Flash电压和1.8 V的内核电压.由于控制芯片对电源很敏感，选用精度较高的电源芯片TPS767D318，其输入电压为+5 V，芯片起振正常工作后，能够产生3.3 V和1.8 V两种电压供DSP使用.TMS320F2812供电电路设计如图2所示.

2）TMS320F2812芯片电路设计

通常激励源在工作时，往往会导致系统产生电磁干扰和开关噪声，会导致系统工作异常，严重时还会使控制器产生误操作，造成系统故障.为保证系统的长时可靠工作，在进行电路设计时考虑了器件布局、地线设计、电路板设计等工作，并在满足设计要求的情况下，只将芯片部分功能引脚引出，以尽量减少系统外围电路的设计工作.设计的DSP芯片控制电路如图3所示.

2.1.2控制系统外围电路设计

控制系统外围电路设计包括供电电路、模拟量输入电路、串口隔离与电平转换电路、PWM高速光耦隔离电路、温度检测电路等部分.

1）外围电路供电电路设计

外围电路供电电路模块如图4所示.控制系统外部供电为24 V，二极管D1、D2因其单向导通性可对供电电源起到保护作用，U1为LM2596S-5.0，通过外围电路将供电电压转换为 5.0 V，并通过LM1117-3.3+5 V转变为+3.3 V供系统使用.

2）模拟量输入电路设计

为了能使激励源实时工作在可控状态，控制器需要能对电路工作状态参数进行实时采集.图5为控制系统模拟量输入信号调理电路.通过电阻R17将传感器输出的电流信号变为电压信号，而电容C59和C43可虑掉噪声信号.放大器LM358作为电压跟随器，对输入信号进行不失真的伴随隔离并对DSP起保护作用.二极管BAT68-04可对突然跳变的输入电压起钳制作用，从而将输入信号稳定在DSP可接受的3.3 V以下.

3）串口隔离与电平转换电路设计

图6为串口隔离和电平转换电路.由于控制系统工作在高压状态，为避免高压干扰，选择ADM3251作为串口隔离芯片.此外，选择LVX4245作为电平转换芯片，以实现+5 V与+3.3 V间电平转换和保证DSP与外围+5 V电路信号的通信.

4）PWM高速光耦隔离电路设计

图7为PWM高速光耦隔离电路.由于控制系统的后级电路为高压回路，功率MOSFET的开关噪声及高压信号均有可能对控制系统产生干扰，为避免对前级电路造成损害，以6N137作为隔离器件对PWM高速隔离电路进行设计.

5）温度检测电路设计

图8为系统温度采集电路图.图中U5为TI公司生产的LM60型温度传感器，其采用了SOT23封装，从而有效地减少了PCB面积.由于传感器输出为电压信号，为避免干扰，通过串联电阻R10将电压信号转换为电流信号传入DSP采样回路.

2.2激励源驱动电路设计

由于变换器主电路采用半桥结构，在驱动上臂MOSFET过程中会面临“浮地”问题，为了隔离并驱动高端 MOSFET，选择光耦作为隔离器件，以UCC27531为驱动芯片实现对MOSFET的高速驱动.图9为MOSFET驱动电路图.其中U1和U2为德国RECOM公司生产的RP-2409D和RP-2405S型隔离变压器，可提供最大5.2 kV隔离电压，可对供电电源地与驱动回路地进行电气隔离；U4为Avago Technologies公司生产的ACPL-074L-000E型光耦隔离芯片，可实现后级电路与信号发生电路的隔离；U6所示为TI公司生产的MOSFET高速驱动芯片UCC27531，可提供最大峰值为5 A的灌电流，并具备快速传播延迟及上升与下降时间.

设计时将隔离变压器RP-2409D和RP-2405S串联，并以RP-2405S负输出端作为隔离电路参考地平面，以获得相对于此参考地约为23 V的隔离电压+VDR，供给UCC37321使用；该电压经过LM317后获得+5 V隔离电压，供给光耦使用.

2.3激励源电路参数设计

根据实际检测要求，激励源设计参数为:工作频率为1 MHz、输出电流峰-峰值20 A.选用IXYS公司生产的IRFP460作为谐振变换器开关器件.激励源主电路供电电压Vs=300 V，峰值电流Ip=15 A，工作频率ωs设定为1 MHz.

根据 IRFP460数据手册，其输出电容QT= 160 nF，可以得到导通角

取φ=150°，得到变换器理论输出功率为

变换器中点电压基波分量与负载电流间的相位滞后角为

取Q为经验值3.74，可以得到LCR网络的固有谐振频率为

取变换器固有谐振频率fr为951.5 kHz，最终得到LCR网络参数为

由于实际负载为检测线圈，此时负载呈感性，假设实际检测线圈直流电阻为Lb=0.512 Ω、感抗为R=0.844 Ω，依据阻抗匹配理论得

取Q=4.72，得到阻抗网络参数为

各参数如图10所示.

3　系统运行与测试

在对激励源性能测试时，首先对控制系统输出的控制信号进行测试.激励源由一对互补的PWM信号进行驱动，测试结果如图11所示，驱动信号1占空比约为0.3，频率约为1 MHz；通道3所示为驱动板使能信号，通过控制驱动芯片UCC27531的使能端来实现控制PWM的输出个数.

3.1MOSFET驱动板信号测试

PWM控制信号由DSP产生后通过屏蔽线传递至MOSFET驱动板载入光耦隔离芯片.图12所示为光耦隔离输出信号与光耦输出信号.

根据图12，通道1所示为驱动板光耦隔离输出信号，通道2所示为光耦前端输入PWM驱动信号，可见驱动信号经过光耦隔离后信号参数几乎无变化.

图13为驱动板MOSFET驱动芯片输出信号与芯片前端控制信号.经过MOSFET驱动芯片后，驱动信号幅值将发生变化.根据图14（a）所示，输出信号相对于MOSFET源极峰峰值电压为24 V左右，并产生约4 V左右负电压.根据MOSFET数据手册所述，IRFP460型MOSFET开启条件是栅源极电压差为10 V以上，表明满足MOSFET驱动要求.

图14为驱动板栅源极间驱动信号测试图.如前所述，栅极与源极间存在约为4 V的负电压，在MOSFET由导通到关断的过程中该电压可以加速功率管中电容的放电速度，减少MOSFET的关断延时.图14（b）（c）所示为驱动信号上升沿与下降沿状态图，表明驱动信号的上升时间和下降时间分别为2.6、2.3 ns，而延时时间的降低有利于变换器工作频率的提高.

3.2主电路信号测试

在主电路测试过程中由于存在谐振电压和谐振电流，且其幅值均较大，为此选用台湾浩网公司OIDP-50型有源高压差分探头以及美国泰克公司TCP303、TCPA300型高频交流探头对激励源输出性能进行测试.

图15为半桥中点电压和中点电流信号波形.其中图15（a）所示为半桥中点电压信号，测试过程中OIDP衰减倍数设置为100倍而示波器探头衰减倍数设置为10倍，测试总衰减倍数为10倍.测试结果表明，中点电压峰峰值约为295 V.图15（b）所示为中点电流信号，测试时将示波器设置为5 V/格以对应于电流探头TCP303及TCPA300的5 A/V测量分辨率.测量结果表明，中点电流峰峰值约为20 A.

图16为负载端电压和电流测试信号波形.其中图16（a）所示为负载端电压信号，测试过程中OIDP衰减倍数设置为100倍而示波器探头衰减倍数设置为10倍，测试总衰减倍数为10倍.根据测试结果，负载电压峰峰值约270 V.图16（b）所示为负载端电流信号，测试时将示波器设置为5 V/格以对应于电流探头TCP303及TCPA300的5 A/V测量分辨率.测量结果表明，负载电流峰峰值约为26 A.

主电路测试结果表明，研制的激励源工作状态稳定，达到了设计要求，能够满足电磁超声换能器对激励源的使用要求.

4　结论

1）建立了DE类射频功率放大器拓扑结构，以DSP为控制核心，设计开发了大功率高频激励源的驱动控制电路.

2）通过选取UCC27531作为MOSFET驱动芯片，并以IRFP460作为开关器件构建变换器主电路，实现了功率MOSFET的高速驱动.

3）测试结果表明，基于DE类谐振变换器设计的激励源，工作状态稳定，最大输出功率1.1 kW、负载电压峰峰值约为270 V、负载电流峰峰值约为26 A、最高输出频率1 MHz，能够满足电磁超声换能器的工作要求，为进一步研制和开发更高频率和功率的电磁超声用激励源奠定了基础.

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（责任编辑 杨开英）

Development of the High-power High-frequency Excitation Source for Electromagnetic Ultrasonic

WANG Xinhua，TENG Lichen，WANG Qizhi，ZHANG Xuan，LI Yingchao，TU Chengyuan
（College of Mechanical Engineering and Applied Electronics Technology，Beijing University of Technology，Beijing 100124，China）

The use of high-power high-frequency excitation source is a good solution to improve the electromagnetic acoustic transducer conversion efficiency.A design method of Class-DE RF power amplifier topology and its circuit parameters was established by a proposed Class-DE RF power inverter technology.With the Class-DE power amplifier circuit simulation analysis，a TMS320F2812 digital signal processor was used as the main controller and temperature sensor，current sensor and voltage sensor were also adopted to make the system work in a controlled environment.UCC27531 was selected as the MOSFET driver chip，IRFP460 was utilized as the switching devices，and the high speed power MOSFET driver was obtained.Experiment show that the source works in a very stable condition.The source has a maximum output power of 1.1 kW，a peak voltage of 270 V，a load current of 26 A，and a maximum output frequency of 1 MHz，which can meet the work requirements of electromagnetic ultrasonic transducer.It lays a foundation for further research and development of the electromagnetic ultrasonic excitation source with higher frequency and higher power.

class-DE resonant inverter amplifier；zero-voltage-switch（ZVS）；digital-signal-processing （DSP）；metal-oxide-semicondutor-field-effect-transistor（MOSFET）

U 461；TP 308

A

0254-0037（2016）07-0961-08

10.11936/bjutxb2015080030

2015-08-20

北京市科委首都科技条件平台项目（Z141100003414001）

王新华（1969—），男，教授，主要从事埋地油气管道先进检测与安全评价、流体传动及控制、机电伺服驱动技术方面的研究，E-mail:wxhemma2005@163.com