带隔离变压器的船用数字逆变电源输出电压控制研究

2016-10-13何金平

船电技术 2016年9期

何金平

何金平

（武汉船用电力推进装置研究所，武汉 430064）

本文针对带隔离变压器的数字逆变电源存在输出电压负载调整率较大的问题，提出了一种改进的控制方法，并给出了详细的设计过程；通过Matlab的Simulink仿真软件对提出的控制方法进行了仿真验证，仿真表明改进后的电源输出端电压的负载调整率有了较大的提高，最后通过试验样机进行了试验验证。

逆变电源负载调整率 PR控制

0 引言

目前很多小型游船采用了蓄电池作为原动力的电力推进系统，另外还有一些船为降低成本也采用直流母线形式的电力推进系统，这两种形式的船舶都需要用到逆变器将直流电逆变成交流电的形式，供船上的日用负荷使用。同时，为电压匹配并提高逆变电源系统的可靠性，逆变器输出需要经变压器隔离后共负载使用。由于变压器存在压降，尤其是在感性负载情况下，压降最为明显。变压器出口电压随负载波动，会引起日用负荷供电质量下降；在电动机启动瞬间，感性冲击电流能够达到额定电流的5-7倍，在变压器上产生明显的压降，容易引起其他负载欠压保护动作；尤其对于压缩机类型负载，容易引起无法起机[1,2]。

本文研究了带隔离变压器的船用逆变电源输出电压的控制策略，将输出电压的反馈点设计在隔离变压器的输出端，隔离变压器即能够起到隔离、变压的功能，同时还能够起到滤波的作用，但是隔离变压器的引入改变了系统结构，因此逆变电源的环路控制参数需要重新设计。通过Matlab的Simulink对提出的控制方法进行了仿真验证，仿真表明改进后的电源输出端电压的负载调整率有了较大的提高，最后通过试验样机进行了试验验证。

1 变压器对逆变电源输出电压影响分析

通常数字逆变电源通过功率单元将直流电逆变成380 V交流电为三相负荷供电，为满足输出电压达到负载正常使用的要求，直流输入电压一般应能达到675 V以上，才能保证经滤波单元后的交流电压在满载时达到380 V。但通常采用蓄电池作为主电源的船舶，蓄电池放电时电压可能低于这个值，因此一般逆变电源的输出端通过一个升压变压器将逆变电源的输出电压提高到380 V。逆变电源与隔离变压器的连接单线图如图1所示。

升压变压器能够同时兼作隔离变压器使用，可以有效隔离逆变单元产生的共模电压，减少逆变电源对负荷设备的电磁干扰。但是由变压器产生的压降会影响负载电压的稳定，尤其功率因数较低的负荷，如异步电动机启动时，会产生明显压降，影响其他负荷的正常供电，严重时会造成设备无法正常工作。

为分析方便，将逆变电源等效为一个理想的交流电源，变压器用等效T型电路表示，负载用RL串联负载表示，图2所示为逆变电源运行的等效电路图。

根据等效电路图，忽略变压器的励磁阻抗，可计算出负载端电压为

当负载分别为纯阻性及为纯感性负载时，根据（2），可计算出满载时负载端电压为

一般变压器的漏抗s在3%～8%之间，此处取6%，则当=1（纯阻性负载）时，负载端电压为输入电压的99%；当=0（纯感性负载）时，负载端电压为输入电压的94%。

由此可以看出，在负载功率因数较低时，负载端电压受变压器漏抗的影响很大，在纯感性负载情况下，满载时压降基本等于变压器漏抗的百分比。

文献[17]将En中凸体U与凸体V的和称为闵可夫斯基和，记为：U⊕V，{u+v|u∈U，v∈V}。由图12可看出，aF×bF可用闵可夫斯基和进行求和。将aF×bF进行aF⊕bF求和得到的点集称为aF与bF的累积T-Map，将该累积T-Map记即可表示aF和bF装配后协调要素的偏差波动。利用闵可夫斯基和对图11a和图11b进行累积，得在Lv和Q方向的2维空间域(如图13)。图13表示部件a、b交点轴线中所有满足Mv=0、P=0的交点装配偏差波动范围。

2输出电压控制策略

为稳定变压器端电压，将逆变电源的输出电压反馈点设计在变压器的输出端，滤波电容也相应的挪到变压器的输出端，图3为改进后的逆变电源单线图。

经过改进，在控制器的补偿作用下，能够抵消变压器漏感上的压降，从而稳定变压器输出端电压。这种方案的优点是变压器输入侧电压经过滤波电感阻尼作用，大部分谐波电压由滤波电感承受，变压器上du/dt较小，可采用普通的工频变压器。

控制器采用TI的DSP28335作为主控芯片，这款芯片具有浮点运算单元，最高运行速度达到150M，能够快速的进行浮点运行，实现较为复杂的控制策略。

2.1 控制算法设计

控制算法采用基于dq坐标变换的电压、电流双闭环瞬时控制策略，通过dq变换，将三相交流电压、三相交流电流由3相静止坐标变换到两相旋转坐标系下的d轴电压电流和q轴的电压电流。原来的基波量变成了直流量，为简化控制算法，忽略dq轴状态量的耦合，在dq轴采用电容电压外环、电感电流内环的双环控制策略，正常运行时双环同时工作，将负载电流视为干扰；短路工况下外环被旁路，内环指令为恒定值，仅内环工作，此时将电容电压视为干扰，被控对象模型为单电感模型[4][5]。以d轴控制为例，系统控制框图如图4所示：（q轴控制完全相同，差异仅在于dq轴控制指令不一样）。

其他参数含义如下：i:负载电流；v:输出电压；v:输出电压参考值；G:电压外环控制器；

I:短路限流参考值；i:电流参考值；G:电流内环控制器；G:数字控制器延时；K:逆变器桥增益。

2.2 控制参数设计

为稳定逆变电源输出变压器的端口电压，逆变电源的电源输出电压反馈点从滤波电感输出端移动到变压器输出端，且滤波电容也相应的连接到变压器的输出端。反馈点的变化引起原有系统两个方面的改变：1是主回路参数的变换；2是控制回路参数变化。

主回路参数变化主要是针对图3中滤波电感参数的变化，电感量L由原来的滤波电感变为滤波电感与隔离变压器漏感的串联，引起主回路参数变化。主回路参数的变化会影响到控制器的设计，需要重新考虑控制环路的稳定性，包括增益裕度和相位裕度，以及阻尼系数、振荡频率等控制性能参数。设计方法还是采用matlab的sisotool工具，进行环路分析和参数设计，重新获取控制器参数。

控制回路参数变化主要是由变压器的绕组形式引起。由于控制算法是在两相旋转坐标dq中进行的实现的，需要将在三相静止坐标系abc中的三相交流瞬时电压、电流同时变换到两相静止坐标系中，在坐标变换过程中，需要补偿由变压器原副边绕组形式引起的相位差。

环路参数设计采用matlab专用单输入单输出控制系统设计工具—sisotool进行设计。

图5所示为进行校正前后系统根轨迹及波特图对比，左图为校正前波特图，右图为校正后波特图。从图中可以看出，校正前，系统未达到合适的阻尼比0.707，通过控制器补偿，系统的阻尼比达到要求，而且幅值裕度及相位裕度都满足稳定运行的要求，如图5中右图所示。

3仿真及试验验证

为验证改进后的电压控制策略下，变压器输出端电压的负载调整率是否得到改善，首先通过Matlab的Simulink仿真软件进行仿真验证。

仿真参数：逆变器容量50 kVA，开关频率6 kHz，额定频率50 Hz；滤波电感0.5 mH，滤波电容100 µF；变压器输出额定电压380 V，短路阻抗6%；负载容量50kVA，功率因数0.8。

图6所示为改进前及改进后，变压器输出端电压在负载100%跳变时的波动对比，左图为改进前波形，右图为改进后波形。从左图中可以看出，改进前输出电压峰值波动到达40.2V，为输出额定电压的10.58%；从右图可以看出，改进后输出电压峰值波动到达12V，为输出额定电压的3.2%。通过仿真可以看出，改进后的输出电压负载调整率有了较大的提高。

试验验证样机如图7所示，参数与仿真参数相同，改进前电压波动达到45V，为输出电压的11.8%；改进后电压波动为15V，为输出电压的4%，说明改进后的输出电压负载调整率有了较大的提高。如图8所示，作图为改进前的试验结果，右图为改进后的试验结果。从图中也可以明显看出电压波动有了明显改进。

4 结论

本文分析了带隔离变压器的数字逆变电源输出电压受变压器短路阻抗影响的原因，尤其是负载功率因数较低时现象更加明显，提出了一种改进的电压控制方法，并给出了控制策略以及控制参数的详细设计方法，通过Matlab的Simulink仿真软件对提出的控制方法进行了仿真验证，仿真表明改进后的电源输出端电压的负载调整率有了较大的提高，表明改进后的控制策略是有效的，最后通过试验样机进行了试验验证。