数字控制LLC谐振全桥变换器的应用设计*

史永胜，李晓明，高丹阳

（1.陕西科技大学理学院，西安710021；2.陕西科技大学电气与信息工程学院，西安710021）

数字控制LLC谐振全桥变换器的应用设计*

史永胜1*，李晓明2，高丹阳2

（1.陕西科技大学理学院，西安710021；2.陕西科技大学电气与信息工程学院，西安710021）

针对模拟电源效率较低的现状，提出一种基于DSP的数字电源方案。在对LLC谐振全桥变换器工作原理简单分析的基础上，采用DSP TMS320F28335设计了一款输入为DC 300 V～400 V，输出为DC 48 V/12 A的原理样机。利用Saber仿真软件对其进行仿真与调试，仿真结果与实验数据表明，本文设计的LLC全桥谐振变换器能够在全负载范围内实现初级零电压开通（ZCS）以及次级零电流关断（ZVS），输出电压纹波小于±0.5%，效率达到95%以上，满足设计要求。结论表明，LLC谐振变换器符合电源高功率密度、高效率的发展要求。

数字电源；LLC谐振；数字信号处理器；高效率

目前，开关电源高频化、高效率以及高功率密度的发展要求被不断冲击，拓扑的出现更是层出不穷。传统的硬开关技术，使得变换器效率很低，同时也给电磁兼容带来了不可避免的麻烦［1］。在大功率二次电源中，全桥LLC谐振器具备低应力，高效率，开关损耗小等优点。同时能够实现全负载范围内原边开关管的零电压开通（ZVS），副边整流二极管的零电流关断（ZCS）［2-3］。

数字控制技术是通过程序编写实现控制方案，这种控制技术将会是电源控制技术的发展趋势［4-6］。

基于此，这里采用DSP TMS320F28335设计了一台输入为DC300-400V，输出为DC48V/12A的原理样机，并通过Saber仿真［8-9］，对试验结果进行分析验证。

1　LLC谐振全桥变换器的基本工作原理

图1为LLC谐振全桥变换器的主电路拓扑。该电路谐振腔包括：励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr。

这里我们定义Lr、Cr为第一谐振频率［10］：

由Lr、Cr和Lm组成第二谐振频率为：

这里我们令fs为谐振变换器的工作频率。

图1　LLC谐振全桥变换器主电路拓扑

LLC谐振全桥变换器通过改变开关频率（PFM）来调节输出能量的大小保证输出电压的稳定。大量文献都把LLC谐振变换器分为3种工作模式。当fs＞f1时，其工作状态类似于串联谐振（SRC）；当fs=f1时，该状态可以认为是f1＞fs＞f2的一种特殊情况，此时的励磁电感Lm不参与谐振，端电压被钳位，实现整流二极管ZCS关断。当f1＞fs＞f2时，电路工作能够实现全负载范围内ZVS以及ZCS，从而得到较高的效率。图2为LLC谐振全桥变换器电路在第3种模式工作的主要波形。

图2　LLC谐振全桥变换器电路的主要波形

2　LLC谐振全桥变换器设计

只有对谐振腔内部参数进行合理的优化才能够保证变换器实现开关管ZVS和整流二极管ZCS。

本文参数设定：Uin=300 V～400 V（其中Umin= 234 V、Umax=396 V）；Uout=48 V；Iout=12 A；fs=100 kHz；整流二极管导通压降Uf=1.5 V。

2.1主电路关键参数设计

（1）计算变压器变比为：

根据实际情况，这里取N为9。

（2）计算最大、最小输入电压时增益Mmin、Mmax。

（3）计算K、Q、Cr、Lr、Lm为：

首先对K值进行选取，电路的最大增益与K值的选取成反比，若不断增大K值，将会导致输出电压不稳定，工频范围变宽，间接损害磁性元件等影响。反之，如果K值选取过小，Lm也将减小，损耗励磁电感。综上所示，对于K值的选取不能过大也不能过小，一般来说选择2.5～6.0之间为宜，本文取K值等于4。

这里取：Q=（90-95）%［Qmax1、Qmax2］min=0.3。

这里的主变压器我们选用EE50磁芯，初级功率管选用SPP20N60C，次级整流管选用MUR3020PT快速恢复二极管，输出滤波电容考虑到体积和成本，我们选用2个100 μF/50 V小容量的电解电容并联而成，减小了输出电压的纹波［11］。

2.2基于DSP的硬件电路设计

如图3基于DSP控制的LLC谐振全桥变换器结构图，主要由以下几个部分组成：LLC谐振全桥变换器，高频变压器，整流电路，滤波电路，负载，采样电路，控制电路，驱动电路等。

本文采用的DSP芯片是研旭公司的TMS320F28335，相比于传统的TMS320F2812，TMS320F28335不仅成本低性能高而且具有ePWM模块，ePWM模块的集成度非常高，是我们应用DSP进行实时控制的重要部分。

通过霍尔采样电路和AD转换器将Ip、I0、U0采样后送入TMS320F28335中。其中DSP内部的INA1、INA3、INA5端口分别对应Ip、U0和I0。DSP通过驱动电路来驱动主功率的4个MOS管保证输出的稳定。其内部的ePWM1、ePWM2端口输出死区时间500 ns的驱动信号，并实时调节开关频率的大小。采用双环控制方法，通过对不同时间段的电流电压进行采样，LLC谐振全桥电路能够根据反馈量自动调节开关频率使其工作于谐振频率附近。使得LLC谐振全桥电路在宽负载范围内提高了效率。

图3　基于DSP控制的LLC谐振全桥变换器结构图

2.2.1驱动电路

驱动电路性能的高低在LLC谐振全桥变换器中直接影响系统整机效率和稳定性。驱动MOS管的电压是由数字芯片DSP产生。由于DSP28335所提供的PWM电压远远小于MOS管的开启电压，且提供的电流不能够驱动MOS管，由此可以看出驱动电路承上启下的作用。这里同样要注意的是：全桥变换电路中四个开关管驱动信号是不共地的。所以DSP输出的信号必须经过转换，隔离后才能作为开关管的驱动信号。

2.2.2采样电路

为了确保输出电压的恒定，通过采样电路采样输出电压电流和初级电流，并将其做为反馈信号送入DSP的AD口，从而形成内环为电流环，外环为电压环的双环控制系统。本文使用基于霍尔电压和电流传感器的采样电路。

2.2.3保护电路

为了保证上电人员的人身安全以及元器件使用寿命，我们需要对电路进行输入电压过压、欠压保护和输出过流保护。当输入电压过低或者输出过流时，主电路可能进入容性区，导致ZVS的丢失，从而造成开关管损坏。当输入电压过高时，可能影响到主电路中的开关管承受过高的电压，影响开关管使用寿命。

另外，在上电过程中，我们有必要在直流输入电压设备两端并联一个450 V/1 000 μF的大电容、高阻值的电阻以及2.15 A/250 V的保险管，确保输入端的绝对安全。

2.3软件部分设计

2.3.1数字控制整体流程

主程序和中断响应服务程序组成了系统的主要软件部分。DSP芯片内部具有两个事件管理器。如图4所示，主程序主要实现系统的初始化与设置，包括：常量设置，变量，I/O端口，中断向量，A/D模块，EPWM模块中关键寄存器的设置。系统初始化后，循环等待中断；系统的控制主要由A/D中断响应服务程序完成。在A/D中断中调用PI调节程序完成控制量的计算与输出量的更新。

图4　主程序流程图

2.3.2A/D中断服务程序

A/D转换的触发方式有很多种，如：S/W、EPWM、外部中断触发、CPU时钟源TIMES0/1/2、ADCINT1/2等。A/D中断子程序是数字控制最重要的一环。本文采用的是ePWM周期中断启动A/D转换，转换完成后将产生A/D中断，并执行相应的程序。在A/D中断服务程序中，主要完成PID计算，其影响着整个系统的性能，图5为中断服务程序流程图。

图5　A/D中断服务程序流程图

2.3.3数字PI的实现

PID控制算法的时域控制规律为：

其中：Kp为控制器的比例系数；Ti为控制器的积分时间，也称积分系数；Td为控制器的微分时间，也称微分系数；e（t）为PID控制器的输入；u（t）为PID控制器的输出。

对其做拉普拉斯变换，可得到PID控制的S域传递函数有：

令Ki=KpT/Ti，KD=KpT/T，则有

首先我们需要将模拟PID算法进行离散化处理，通过采样点的偏差来计算控制量。这里设采样周期为10 μs，差分方程为：

其中，e（n）为采样误差，e（n）=Vf-Vref，Vf为电压采样值，Vref为电压给定参考值。因为DSP28335是通过改变周期寄存器中的值来改变频率，此处的u（n）为周期寄存器的值。

PI调节器的算法流程如图6。判断u（n）时，先判断u（n-1）是否已经超出限制范围，若u（n-1）> umax则只积累负偏差；如果u（n）＜umin则积累正偏差。通过这种改进PI算法来确保变换器稳定工作。

图6　算法流程图

3　实验仿真与分析

在Saber模型库中选取相对应的模型对整体电路进行搭建［12］。为了验证本设计具有高效率的特性。本文研制了一台基于DSP TMS320F28335的全桥LLC谐振变换器样机，设计参数如下：

输入电压：Vin=300 V DC～400 V DC；输出额定功率：Po=576 W；输出直流电压：Vo=48 V DC；输出直流电流：Io=12 A；输出电压纹波：<±0.5%；效率：不低于95%；工作频率：fS=100 kHz。

用Saber对第3种工作模式（f1＞fs＞f2）进行仿真，得到电路的主要工作波形如图7所示。图7为满载时MOS管栅极驱动信号、漏源极电压、励磁电流（实线）和谐振电流（虚线）的波形。从图中可以看出，MOS管实现了零电压开关。

在一个工作周期内可分为8个工作模态，由于前4个模态与后4个模态机理一致，故图中仅标注了四个阶段，以下对其进行简单的分析：

当t=t0时：开关管Q1与Q3实现ZVS，变压器原边承受正向电压，整流二极管DR1开通。励磁电感端电压钳位在nVo，不参与谐振过程，励磁电感电流im呈直线上升，谐振电流ir以正弦的形式升高，输入电压通过整流二极管DR1向负载传递能量。

当t=t1时：ir等于im，Lm上的电压不再被钳位。此刻Lm参与谐振。由于Lm＞＞Lr，因此谐振周期变长，可认为在这段时间内的电流ir基本保持不变。

当t=t2时：Q1与Q3关断，谐振电流ir对Q1及Q3的结电容开始充电，而Q2及Q4的结电容开始放电；

当t=t3时：Q1与Q3的漏源电压Vds1和Vds3上升到输入电压Vin，Q2与Q4的漏源电压Vds2、Vds4下降到零，为Q2及Q4的零电压开通准备条件。电流ir以正弦形式变化，励磁电流im呈直线变化，变压器副边的DR2导通。由于在此阶段中，励磁电感上的电压此时再次被输出钳位，所以，参与谐振的仅有电感Lr和电容Cr。

图7　Saber仿真LLC谐振全桥变换器电路的波形

如图8所示，输出电压的仿真结果为48.4 V，输出电压纹波小于±0.5%，达到了设计要求。

图8　输出电压波形

4　实验结果

图9为基于DSP控制的LLC谐振全桥变换器的实物图，其包括主电路，DSP TMS320F28335和基于霍尔传感器的采样电路。将其与控制电路、驱动电路依次连接，并进行上电测试。

图9　全桥LLC谐振变换器实物图

由图10可以看出，MOS管关断时，其漏源电压缓慢上升，MOS管开通时，其漏源电压降为零，实现了ZVS。但图中可以看出，漏源极电压波形存在震荡。震荡的原因：其一和变压器的寄生参数有关，漏感的影响很大，其二和PI参数有关。后续工作中，我们可以通过更换一个内阻比较小的开关管来缓解此问题，但是无形中成本压力增加。也可以在开关管驱动电路上加一个反向的开关二极管来缓解。

这里我们给出上电测试后的输出电压纹波。由图11可知输出电压纹波小于±0.5%，满足设计要求。

图10　MOS管栅极驱动信号和漏源极电压波形

图11　输出纹波U0

当变换器工作在f1＞fs＞f2的频率范围内时，其实际工作效率随着输入电压的不断增加而增加；直至变换器的输入电压超过380V时，效率开始下降。其原因是变换器工作的谐振频率点超过了f1的频率，此时的副边二极管存在反向恢复问题，使得损耗增加，效率降低。综上所述，当输入电压工作在380V±0.5%附近时，效率达到最高，此时的工作频率理论上等于f1，图12为不同输入电压时效率的测试数据图。

图12　不同输入电压时效率的测试数据图

5　结论

本文介绍了LLC谐振全桥变换器的工作原理，采用DSP TMS320F28335设计了一款输入为DC 300 V～400 V，输出为DC 48 V/12 A的实验样机。实验结果表明，该拓扑结构具备低应力，高效率，开关损耗小等优点。在控制方面用DSP代替之前的控制芯片（MC33067），使得效率达到95%以上，很好的验证了开关电源高功率密度和高效率的特点［13-14］。

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史永胜（1964-），男，汉族，陕西西安人，教授，主要研究方向为光电器件与电源技术，shiys@sust.edu.cn；

李晓明（1991-），男，汉族，陕西西安人，陕西科技大学电气与信息工程学院在读硕士，研究方向为电力电子与电力传动技术，346107665@qq.com。

Application Design of LLC Resonant Full-Bridge Converter Based on Digital Control*

SHI Yongsheng1*，LI Xiaoming2，GAO Danyang2
（1.College of Science，Shaanxi University of Science&Technology，Xi'an 710021，China；2.College of Electrical and Information Engineering，Shaanxi University of Science&Technology，Xi'an 710021，China）

In order to improve the efficiency of analog switching power supply，the design of digital power based on DSP is proposed.This paper analyzes the theory of LLC resonant converter that takes the full-bridge as the main circuit.A program for the full-bridge converter based on DSP TMS320F28335 is introduced.Finally a prototype of 300 V～400 V input，48 V/12 A output was fabricated and tested.Saber software has been used to simulate and debug the full-bridge LLC resonate convertes in the design proceeding.The design of digital control and software system are given.ZCS and ZVS can be maintained in full load.The output ripple is less than 0.5%，efficiency is more than 95%，both of them achieve the design requirements.The result proved that the Full-bridge LLC resonant converter confirms the development trend of the power supply with the higher power density and efficiency.

digital power；LLC resonant；DSP；high efficiency

TM461

A

1005-9490（2016）02-0298-07

EEACC：1230B；1290B10.3969/j.issn.1005-9490.2016.02.012

项目来源：国家自然科学基金青年项目（51102159）；陕西科技大学博士专项基金项目（BJ08-07）

2015-04-29修改日期：2015-06-04