基于谐波调制的低功耗超宽带脉冲收发器设计*

邹心遥，黄俊辉，陈　豪（广东农工商职业技术学院，广州510507）

基于谐波调制的低功耗超宽带脉冲收发器设计*

邹心遥*，黄俊辉，陈豪
（广东农工商职业技术学院，广州510507）

为实现更高的超宽带近场数据传输，提出一种基于脉冲谐波调制的集成低功率收发器。该收发器在发射器（Tx）端使用两个具有特定振幅的窄脉冲，来抑制由接收器（Rx）高Q值LC谐振电路引起的码间干扰（ISI），从而实现高数据率。提出的接收器结构是以非相干能量检测为基础，检测使用了基于脉冲的新型自动增益控制电路，这大大降低了短耦合距离内的功率消耗（46%）及ISI。提出的收发器采用0.35μm标准CMOS工艺制成。测试结果显示，当距离为10mm时，实测数据传输速率为20 Mbyte/s，误码率为8.7×10-8。当电源电压为1.8 V时，提出的发射器和R接收器的功率损耗分别为180 pJ/bit和12.15 pJ/bit。

脉冲超宽带；谐波调制；低功率；收发器

宽带近场通信的需求已经变得越来越大，例如植入式医疗装置中的人工耳蜗和视觉假体，需要将外部人工传感器的大量数据传递至植入式医疗装置。但是现有的标准，如在402MHz～405MHz频带中运行的医疗植入式通信服务，仅能够提供有限的带宽（300 kHz）［1-2］。

超宽带（UWB）技术是近期的研究热点，能够实现短距离高速无线传输，当距离小于10m时，可以达到480Mbyte/s的高数据传输率［3］。超宽带技术是一种高速宽带近场通信技术，具有低功耗和低成本的优势，被认为是未来短距离无线通信的重要技术。2002年美国联邦通信委员会（FCC）最先批准开放工作频段3.1GHz～10.6GHz，作为UWB技术民用，并限制其发射功率谱密度不高于～41.2 dBm/MHz，以便与其它无线通信系统如GSM，WLAN和Bluetooth等共存［4］。

近期文献中提出的应用于植入式医疗装置的超宽带系统需要较低的功耗和较高的数据传输速率［5］，因此本文设计了一种基于脉冲的新型数据传输技术，叫做脉冲谐波调制，可用于进一步降低近场通信链路中功率消耗并提高数据率的极限值［6-7］。同样也有为其他通信技术研发的基于脉冲的近场数据传输方法［8］。然而，它们需要带有低品质因数（Q）的链路以实现较宽的带宽，这并不适合需要较高传输距离及更多应用场景的植入式医疗装置应用领域［9］。本文介绍了基于脉冲谐波调制的新型完全集成收发器，此收发器采用标准CMOS，提出的脉冲谐波调制收发器中的主要性能改进如下所示：（1）增加了数据传输速率；（2）集成了整个收发器芯片；（3）具有新型接收器的结构，带宽更高、功率损耗更低且芯片面积更小；（4）接收器中具有自动增益控制（AGC）结构，可用于进一步降低近距离内的功率及码间干扰（ISI），降低其复杂性。提出的收发器采用0.35 μm标准CMOS工艺制成。测试结果显示，当距离为10mm时，实测数据传输速率为20Mbit/s，误码率为8.7×10-8。当电源电压为1.8 V时，提出的发射器和R接收器的功率损耗分别为180 pJ/bit 和12.15 pJ/bit。

1　提出的收发器系统架构

图1是此收发器系统模块框图。发射器（Tx）的内部，如图1上虚线框所示，时序脉冲产生器（PPG）模块生成了两个特殊的窄脉冲表示位“1”。通过一对高Q值LC谐振电路传输带有特定振幅的脉冲。每个脉冲在接收器LC谐波频率下生成了衰减的振荡响应。在每个位“1”的周期内，将第2个脉冲的振荡添加至第1个脉冲的振荡，第2个脉冲被称为抑制脉冲，第1个脉冲被称为启动脉冲，异相可用于使接收器输入的ISI最小。时域叠加可以达到较高传输速率，且并未减少链路Q因数来增加带宽。

图1　基于脉冲谐波调制的集成超宽带收发器模块框图

接收器（Rx）如图1下虚线框所示，基于非相干能量检测方案运行，两个增益级和一个比较器放大了接收信号，比较器恢复了串行数据位流。第1个LNA的增益由AGC自动调节，用以确保在不同的耦合距离下，图1中比较器输入VA的振荡幅度在期望的水平Vref2上，Vref2应该比Vref1高。

2　发射器设计

在图2的发射器原理图中，PPG模块生成了2个脉冲，可调节宽度及间隔为位“1”，不存在位“0”。脉冲间隔td可在6 ns～72 ns范围内进行精确调节，通过粗延时和细延时可对工艺变化进行弥补，粗延时由3个从0到56 ns的二进制加权位PS0～3进行控制，且二进制加权位带有8 ns步；细延时由一个从6 ns到16 ns的片外模拟信号PS进行控制。对电容负载型逆变器（C=200 fF）的传播延时进行累加生成了粗延时。2个金属氧化物半导体晶体管的寄生电容MP会随着栅电压的变化而变化，且生成了细延时。S1和S2脉冲均从相同的位“1”PPG输入生成，其中td延迟了S2脉冲。这些脉冲的宽度tpw可从3到8 ns进行精确调节。出于检测的目的，S1和S2也在或门中合并生成信号，即：图2中的Sm。

对于数据位“0”，S1=S2=0，通过Mp1和Mp2将L1的两个节点连接至VDD。因此，无电流通过L1，且通过接收器LC谐振电路的电压未发生改变。对于数据位“1”，S1切换至“1”获得tpw，在此期间Mp1闭合，至少有一个Mn10-14开启，且电流i1开始在L1中从右到左倾斜升温，速度与d i1/d t=VDD/L1成正比。L1中的电流变化由Mn10-M14的导通电阻进行控制，且产生了通过接收器LC谐振电路的电压。为了结束启动脉冲，将S1切换回“0”，当Mp1使L1的左节点缩短至VDD，且为i1提供了返回零的路径时，并未产生意外的振荡。延迟之后td，S2切换至“1”生成了L1中的电流脉冲，与启动脉冲相似，但方向相反（从左到右）。

图2　提出的脉冲谐波调制发射器的原理图

在S1和S2脉冲期间，L1中的电流振幅分别由5 bit电流导引数模转换器、PA1［0-4］和PA2［［10］。如文献［11］所述，选择抑制脉冲振幅的次数P应小于启动脉冲振幅的次数。同样应该注意：在本设计中，由于就S1而言S2已为异相，即二者流动的方向相反，td应该是接收器LC电路谐振频率fr半个周期的偶数倍。

3　接收器设计

接收器输入的脉冲谐波调制信号为较低频率情况下冲激无线电超宽带（IR-UWB）的开闭键控信号，在某个频带中，存在振幅或不存在振幅分别表示为位“1”或“0”。在IR-UWB接收器的不同结构中，非相干能量检测方案不需要功率消耗大的模块。然而，当传输速率大于10Mb/s，传统非相干能量检测接收器的功耗及芯片面积显著增加，原因在于它们经常需要高阶低通滤波器。如果在频率低的情况下，此滤波器就会消耗大量功率及占用大量面积［11］。

为了获得脉冲谐波调制中最高的数据传输速率，接收器LC谐振电路中的振荡数量应减少至唯一一次。如插图3所示，振荡包含了大多数的接收能量，将其与基准电压比较就可对接收能量进行检测。图1中本文提出的接收器结构功率损耗及面积损耗均较低，并且灵敏度足以对单一振荡进行检测。两个增益级放大了接收信号，并将接收信号与基准电压Vref1进行比较用于恢复串行数据位流。

图3　基于脉冲的AGC的原理图（带有其运行波形）

包含基于脉冲的AGC有助于：（1）节省近距离d的功率，近距离的接收信号较强；（2）降低近距离d内的ISI效能，近距离中较强的接收信号致使ISI较大；（3）降低对比较器的设计要求，原因在于比较器输入端的接收信号振幅是由AGC保持的。传统AGC通过检测接收载波信号的包络，并将其与阀值进行比较，以便确定增益的提高和减少。然而，检测窄振荡模式的包络，如脉冲谐波调制，这需要复杂的电路设计。文献［5］中提出了基于脉冲的AGC。然而，它仅有2种模式：高增益或低增益，且需要发射器和接收器之间共享的同步时钟，但经常无法获得。

如图3所示，本文提出的低功率AGC接收了第2个LNA输出信号VA，并将信号与Vref2进行比较，可用于控制fr=66.6MHz时从-32到22 dB的第1个LNA的增益，是通过调节从0到70μA的偏置电流实现的。CAGC=4.5 pF时，I=50 nA，可用于增加默认的接收器增益。增益一直增加，直到接收脉冲的VA振幅超过了Vref2，接收脉冲表示为位“1”。此时，图1中接收器和图3中AGC的输出在位周期内均较高。当接收器数据较高时，CAGC开始以100×I=5μA的速度放电，这比充电电流快得多，因此，接收器增益迅速减少。增益一直减少，直到VA＜Vref2，因此，AGC-comp输出较低，且CAGC开始再次充电，接收器增益也会增加。这个起伏周期将Vref2周围的接收脉冲VA的振幅维持在位“1”，如图3所示。对CAGC放电的速度比对其充电的速度快了100倍，这是为了确保当输入数据流有许多连续的“0”时接收器仍能正常运行。通过减少接收器增益，AGC可降低短耦合距离内的ISI效能，短耦合距离内的接收信号和ISI均较强。从插图3中可看出，由于AGC功能，可容忍高达Vref1-VDC的ISI振幅，只要ISI一直比Vref1小。因此，考虑到获得高DRs，信号ISI比可与（Vref2-VDC）/（Vref1-VDC）一样低。

图4是第1个和第2个LNAs及比较器的原理图。fr=66.6MHz时，增益为22 dB的第1个LNA的模拟噪声系数为27.6 dB。66.6 MHz条件下，第2 个LNA的增益为15 dB，且消耗了14μA，这与各个比较器较为相似。

图4　（a）相同的第1级和第2级LNAs的原理图，二者的偏置电流分别由AGC和带隙基准控制。两个LNAs提供的最大总增益为37 dB。（b）接收器和AGC比较器的原理图，如图1和图3所示

4　测量结果

脉冲谐波调制收发器采用 0.35μm标准CMOS工艺制成，芯片面积为0.23 mm2。图5是脉冲谐波调制收发器版图布局。在实验设置中使用了两个脉冲谐波调制芯片，如图6所示。每个PCB均具有一个包含8个线圈的平板（见插图6），不导电的有机玻璃板可以使线圈保持平行并能够精确对准。我们使用了2个GB1400（Giga-BERT）进行测试，如图6所示，用于产生发射器的数据和时钟，并实时测量接收器的无线链路误码率（BER）。

图5　脉冲谐波调制收发器芯片的版图布局

图6　脉冲谐波调制收发器的测量实验设置

为了实现数据传输速率达到20Mbyte/s，我们选择了fr=66.6MHz、td=30 ns及P=1，且带有最大值发射器功率，即：PA1，2［0-4］=VDD。图7（a）和7（b）分别表示20 Mbyte/s时的传输串行数据位流、PPG输出（图2中的Sm）、缓冲的Rx-comp输入以及d= 10mm时的恢复串行数据位流。在图7（b）中，由于不存在抑制脉冲时ISI较强，接收器未能在这个DR中恢复串行数据位流。另一方面，使用图7（a）所示的脉冲谐波调制技术可以对串行数据位流精确检测。

图8（a）是当d的变化范围为4mm到10mm时，不同数据传输速率条件下的实测BER。结果表明：如果可接受的BER极限为10-7，当d=10mm时，当前脉冲谐波调制收发器可获得的最优数据传输速率为20Mbyte/s。数据传输速率越高，ISI就会增加，且会生成更高的BER。图8（b）是当d=10mm时由X轴和Y轴上线圈未重合导致BER发生的变化，如图6所示。曲线表示：相较于Y轴，X轴上线圈未重合的影响较小，这与之前文献［10］和文献［11］中的结论一致。在全部的测量结果中，Vref1=1 V 和Vref2=1.5 V。

当接收器增益设置为最大值37 dB，图9显示了AGC启动和不启用时，实测接收器功率损耗比较结果。从图9可以看出，当d=4mm时，AGC使接收器功率损耗降低了46%，从12.15降低至6.75 pJ/bit。表2总结了提出收发器的性能，并且与其他类似文献中的收发器性能作比较。当fr=66.6MHz时，提出的脉冲谐波调制收发器的数据传输速率可达到20Mbyte/s，误码率为8.7×10-7，且Q为96，发射器和接收器功率损耗分别为180和12.15 pJ/bit。

图8　有偏差情况下的BFR

图9　当AGC可行（最佳接收器增益）及不可行（最大接收器增益）时的实测接收器功率损耗与耦合距离d。当d=4mm时，AGC为接收器节省了46%的功率。

表2　进场宽带通信收发器性能对比

相较于文献［11］之前的脉冲谐波调制收发器，我们不仅使数据传输速率提高了50%，而且使发射器和接收器功率损耗分别降低了约1.9倍和24倍。此外，新型接收器芯片面积仅为之前面积的1/8。然而，相较于文献［11］，此结构中的接收信号能量更小，原因在于接收器输入仅允许出现唯一的振荡。另一方面，当前脉冲谐波调制收发器的测试设置是真实的无线环境。

5　结论

本文提出了一种基于脉冲谐波调制的超宽带收发器，并进行了电路实现及实际测量。提出的收发器采用0.35μm标准CMOS工艺制成。测试结果显示，当距离为10mm时，实测数据传输速率为20 Mbit/s，误码率为8.7×10-8。当电源电压为1.8 V时，提出的发射器和R接收器的功率损耗分别为180 pJ/bit和12.15 pJ/bit。基于非相干能量检测的接收器包含了一个新型AGC，可以降低短耦合距离内的功率损耗及ISI。通过增加线圈的固有共振频率，使用相同的脉冲谐波调制收发器结构可以实现更高的数据传输速率。

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邹心遥（1978-），女，汉族，湖南衡阳人，职称副教授、博士，从事新型光电器件、物联网技术、高职教育等研究，madelinexy@ 163.com；

黄俊辉（1993-），男，汉族，广东佛山人，广东农工商职业技术学院学生，从事物联网技术应用、新型电子器件研究。

Low Power Ultra Wideband Pulse Transceiver Design Based on Harmonic Modulation*

ZOU Xinyao*，HUANG Junhui，CHEN Hao
（Guangdong AIB Polytechnic College，Guangzhou 510507，China）

In order to achieve a higher data transmission，a low power transceiver based on pulsemodulation is proposed.The proposed transceiver uses two narrow pulseswith specific amplitudes and timing at the transmitter（Tx）to suppress intersymbol interference（ISI）at the receiver（Rx）high-Q and LC tank to achieve high data rates.The proposed receiver structure is based on the non-coherent energy detection，which is based on a new automatic gain control circuit，which greatly reduces the power consumption（46%）and ISI.The transceiver uses 0.35μm standard CMOS process.The test results show that，when the distance is 10mm，themeasured data transmission rate is 20 Mbyte/s，the error rate is 8.7×10-8.When the supply voltage is 1.8 V，the power loss of the transmitter and the R receiver is180 pJ/bitand 12.15 pJ/bit，respectively.

IR-UWB；harmonicmodulation；low power；transceiver

TN780

A

1005-9490（2016）04-0892-06

项目来源：2015广东大学生科技创新培育专项资金立项项目（Pdjh2015a0718）；广东省高等职业教育教学改革项目（201401155）；科技部星火计划项目（2013GA780007）

2015-09-16修改日期：2015-11-19

EEACC:125010.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.027