基于NCP1351B的光伏并网逆变器辅助电源的设计

蒋晓明，曾德志，黄　丹，赵基建(广东省自动化研究所，广东广州510070)

基于NCP1351B的光伏并网逆变器辅助电源的设计

蒋晓明，曾德志，黄丹，赵基建
(广东省自动化研究所，广东广州510070)

设计辅助电源应用于DSP控制的光伏并网逆变器。为满足多路输出、输入电压范围宽(80～550 V DC)、稳定可靠、效率高等要求，采用了基于NCP1351B的双管反激式开关电源。介绍了该开关电源的设计过程和参数计算方法，论述了双管反激变换电路、多输出变压器、反馈电路及稳压电路的设计。设计的辅助电源已经用于光伏逆变器上，运行稳定可靠。实验结果证明了设计方法的正确性。

开关电源；双管反激变换器；可变关断时间的PWM控制器；NCP1351B

2 kW光伏并网逆变器，需要一个辅助电源来对它的控制、采样、驱动和保护电路供电，它的输入电压直接引自于光伏电池阵列80～550 V DC，输出为+15、+12、+7、－12 V DC。反激式开关电源具有诸多优点，如体积小、稳压范围宽、便于实现多路输出，因而优先选择。但是根据其工作原理可知，开关管在关断期间承受比较高的电压，约为两倍输入电压，当输入电压较高时，对开关管的耐压性能是一个比较大的挑战。双管反激式变换器能很好地解决这个问题，钳位二极管的存在，使任一开关管的最大电压都不会超过最大直流输入电压[1]。另外，这种拓扑结构具有更高的工作效率[2]。芯片NCP1351B具有良好的待机能耗和完善的保护功能，大大简化了控制电路的外围电路设计。所以，本文设计了基于NCP1351B的双管反激式开关电源。

1 原理与设计

1.1主电路的工作原理

本设计的主电路双管反激式拓扑结构如图1所示(仅以多路输出的其中一路为例)。图中，当Ql和Q2同时导通时，DC电源和变压器初级组成回路，变压器初级的电流上升，变压器的磁通密度从初始的剩余磁通Br上升到峰值Bw，并将能量存储在变压器中，这时由于次级的二极管D3的截止作用，使得变压器不能向次级传送能量。而当Ql和Q2同时关断时，由于反激的作用，变压器初级的电压反向，钳位二极管Dl和D2导通，以把原边绕组的反激电压和开关管上的电压钳制在电源电压Vdc；同时，存储在变压器的能量一部分向副边传递，另一部分通过钳位二极管返回给电容C1。因而在反激时间内，变压器的磁通密度从峰值下降到剩余磁通。经过一段时间，Q1 和Q2又同时开通，以进入下一个周期。整个电路通过连续地开关Ql和Q2，就可以得到稳定的直流输出。

图1　　双管反激式拓扑结构

由于实际电路的分布参数以及开关管Ql和Q2的属性并非完全相同，所以Q1和Q2不是完全同时开关。当Ql先关断时，变压器初级T1、Q2和D2组成回路续流，而当Q2关断时，变压器储存的能量将向次级传送；同理，当Q2先关断，变压器初级Tl、Ql和D1将组成回路续流，当Ql关断时，变压器存储的能量向次级传送[3-4]。

与一般采用单管加控制芯片的开关电源不同的是，本设计采用了上下两个MOSFET，这样做的目的一是可以降低每个开关管上承受的电压，二是两个开关管不需要采用两个控制芯片来控制，只用一个PWM波就可以实现两个开关管的同时开通和关断。

图2所示是本设计的主电路图，图中，Q1和Q2共用一个驱动信号，故可实现同时开通和关断。R1为采样电阻，该主电路采用的是峰值电流控制模式。次级整流二极管后加p型滤波器的效果要比只用电容滤波更好。R20，R22，R23，R27，Q5 和U3共同组成反馈电路。

图2　主电路图

1.2控制电路的设计

本设计采用NCP1351可变关断时间的PWM控制器，该控制器是一款固定导通时间、改变关断时间的小功率反激变换控制IC，它采用固定峰值电流模式技术，开关频率可随负载变轻而降低，提供了极好的空载性能，在其他负载条件下也有极佳的转换效率，是符合最新节能标准的电流型PWM控制器。

NCP1351的PIN脚功能说明如下：

1PIN FB反馈输入，当向内注入电流时降频。

2PIN CT设置振荡频率，外接CT到GND设置最高工作频率。

3PIN CS电流检测输入。

4PIN GND公共端。

5PIN DRV驱动输出，驱动外部MOSFET。

6PIN Vcc IC供电端子，最高电压达28 V。

7PIN Latch闩锁输入，正电压VLATCH加入时，锁住控制器。

8PIN Timer故障时段电容端，外接一电容设置故障验证时间。

图3所示是本设计的控制芯片电路及驱动电路。R12是启动电阻，提供芯片的启动电流，电源在第一次启动时，通过R12、C30和C31提供工作电源，电源启动后，负载绕组辅助输出给芯片供电。本设计直接采用负载绕组给控制芯片NCP1351B供电，不需要设计额外的辅助绕组。

应当注意的是，在双管反激电路中，两个开关管中间有一个悬浮地，因而不能直接驱动，所以，本设计还在PWM输出端设计了一个信号耦合变压器，这样可用同一个PWM信号来控制两个MOSFET，使Q1和Q2同时开通和关断，还可以实现驱动MOSFET信号的隔离。

反馈电流在R19上形成反馈电压，构成一个完整的闭环电路，使输出级电压恒定不变。

电路正常工作时，主电路电流在检测电阻R1上形成一个负电压，使芯片的公共端(GND)电位高于接地端，该电压信号通过由R18、C32组成的低通滤波器，输入芯片的第3脚，从而检测到主电路电流的大小；同时该电压信号通过R16、C28组成的低通滤波器，输入芯片的第7脚，当该电压信号过高时，芯片将被锁定，不再输出PWM波，从而实现过载和短路保护[5]。

由R12、R17、R1组成的分压电路，可实现过压保护。

图3　控制芯片电路及驱动电路

1.3变压器参数设计

1.3.1功率计算

输入电压即为光伏阵列输出电压：80～550 V DC。

输出有以下几路：

V+15：300 mA，提供采样电路霍尔传感器、运算放大器等的供电电源；50 mA，为芯片NCP1351供电。

V+12：0.6 A，机箱散热风扇的供电电源；300 mA，3个继电器的供电电源；400 mA，为Boost电路和全桥逆变电路共5个IGBT的驱动电路供电。

V+7：500 mA，+7V经稳压芯片TPS5430稳压，得到+5V，提供串口、CAN总线通信电路的电源；+5 V送入控制板后，再经电源集成芯片产生+3.3 V给DSP供电。

V－12：300 mA，提供采样电路霍尔传感器、运算放大器等的供电电源。

上述各路总输出功率为：

式中：ηest为估计的开关电源效率，此处取80％，实际效率将更高。

平均输入电流：

式中：下角标nom表示额定值。

在输入电压最低时，就可以解出最大的平均输入电流：依此值可确定变压器一次侧导线尺寸。输入峰值电流：

1.3.2变压器磁芯及绕组设计

首先根据设计要求，选择MnZn功率铁氧体材料TP4，该材料主要用于开关电源变压器及传输高频功率器件。

因为本文设计的电源功率小于30 W，选择磁芯型号为EI28A，可满足要求。

要使变压器可靠工作，就要使磁芯工作在单象限的场合，需要加气隙。

在开关管导通期间，可将一次绕组视为一个电感，电流与时间成线性关系：

式中：Ton=Dmax/f，f=30 kHz。

由此可计算出一次绕组的最大电感：

变压器最大连续输出功率：

Pin(core)大于Pout，满足负载所需的最大功率。气隙的长度可以用下式近似计算：

式中：Ae为有效磁芯面积，Ae=89×10－6m2；Bmax为最大工作磁芯密度，TP4型铁氧体材料的饱和磁通密度，在25℃时为510 mT，在100℃时为390 mT，为确保变压器在工作时不出现磁饱和，取Bmax=300×10－3T。

计算结果为磁路间隙的总和，对于EI型磁芯，通常加入一定厚度的电工绝缘纸来形成气隙，绝缘纸的厚度应为气隙长度的一半，即：

则一次绕组的匝数为：

为了便于计算，取50匝。

输出最大功率时的二次绕组匝数，可用下式计算：

式中：Vfwd为二次侧整流二极管的正向导通压降，这里采用肖特基二极管SS210，Vfwd＝0.85 V。

可求得各绕组的匝数分别为：

在磁芯允许的范围内取最接近的整数：N+15=10，N+12=8， N+7=5，N-12=8。

为减少漏感，绕制变压器时可采用“夹层绕法”，将一次绕组的一半绕在最里，另一半绕在最外层，二次绕组夹在这两层中间。二次绕组采用“堆叠式绕法”，将+15、+12和+7 V三个绕组堆叠绕制，高压绕组叠加在低压绕组上面，低压绕组可分担高压绕组的负载电流。

一次侧电流有效值的最大值Irms可由Ipk和Dmax求得：

二次侧各绕组电流有效值的最大值即为设计电流，分别为0.35、1.3、0.5、0.3 A。将+15、+12和+7 V三个绕组堆叠绕制，于是，这三个绕组中电流有效值的最大值分别为0.35、1.65、2.15 A，而－12 V绕组的电流不变。

电流密度取6 A/mm2，查表得一次侧和二次侧各绕组漆包线尺寸分别为f0.41、f0.29、f0.62、f0.72，f0.29 mm。太粗的漆包线会造成绕制困难，可采用多股细导线，这里采用如下方案：2股f0.3mm、1股f0.3 mm、4股f0.3 mm、6股f0.3 mm、1股f0.3 mm。

绕制时，从里到外，按图4中N1～N6的顺序绕制。

图4　变压器内部结构示意图

2 实验

为验证本文分析的过程，设计如下实例，其主要参数为：输入电压为三相380 V AC经三相可调整流模块整流后的直流电压，范围为80～550 V；输出电压为+15、±12、＋7 V共4路，总计功率为28 W，开关管驱动变压器磁芯选用锰锌铁氧体PC40，开关管选用东芝2SK2608，钳位二极管选用US1M。

图5为在额定负载时，各路输出电压在不同输入电压下的变化图。由图5可见，当输入电压在80～550 V DC范围内变化时，输出电压非常稳定。

图5　输入输出电压关系

图6中，输入电压为200 V的情况下，(a)为上开关管及驱动信号波形，开关管两端电压峰值约为80 V；(b)为下开关管及驱动信号波形，开关管两端峰值约200 V。由(a)、(b)两图可明显看出，由于钳位二极管的存在，开关管的电压峰值低于输入电源电压。(c)为采样电阻电压及下开关管驱动信号波形；采样电阻两端的电压峰值约为1 V，即为原边电流波形，原边电流的尖峰是由副边二极管的反向恢复过程所引起的。另外，电路的分布参数和管子的性能差别，引起上下管开关过程中振荡的大小不同。当电路工作于不连续模式时，开关管死区期间会出现高频振荡，这是因为开关管的结电容与变压器漏感形成了振荡回路，对电源的性能影响不大，可不考虑。

经实验测量，电源的效率：轻载时为79％，二分之一负载时为85％，额定负载时为91％。

图6　双管反激式变换器主要实验波形

3 结论

实验结果证明：该辅助电源的输入电压范围宽，从直流80～550 V均能正常工作；当输入电压发生较大的波动，以及负载发生较大的改变时，它的多路输出电压均能很好地保持稳定。双管反激的拓扑既保留了反激电路的优点，又扩大了开关管的选择范围，增加了系统的可靠性，钳位二极管能将变压器漏感能量回馈给电源端，还省去了主开关管的缓冲器，提高了系统效率。芯片NCP1351B良好的控制性能和完善的保护功能，使该电源的负载效应小、稳压精度高、输出峰峰杂音小。该电路非常适合输入电压峰值高且变化范围大的中小功率场合。

[1]PRESSMAN A I,BILLINGS K,MOREY T.Switching Power Supply Design[M].3rd Edition.New York：McGraw-Hill Professional, 2009.

[2]LIN G,SU C.双管反激式拓扑应对未来开关电源设计挑战[J].今日电子，2012(10)：28-31.

[3]封心歌.高压双管反激变换器的设计[J].现代雷达，2004(6)：57-62.

[4]甘颖，黄建国，程玉华，等.一种宽输入双管反激式开关电源的设计[J].电子元器件应用，2010(11)：62-64.

[5]胡叶容，吴朋，周建芳，等.基于NCP1351B的脑电采集仪的电源设计与研究[J].嵌入式技术，2008(8)：22-24.

Design of PV grid-connected inverter auxiliary power based on NCP1351B

JIANG Xiao-ming,ZENG De-zhi,HUANG Dan,ZHAO Ji-jian
(Guangdong Institute of Automation,Guangzhou Guangdong 510070,China)

Design of auxiliary power was applied to photovoltaic(PV)grid inverter of DSP control.To satisfy multiple output,wide input voltage range(80V～550VDC),stable and reliable,high efficiency requirements,a double tube flyback type switch power supply based on NCP1351B was taken.The design process and parameter calculation method of switch power supply were introduced,and the double tube circuit exchange catastrophe,multiple output transformer,feedback circuit and voltage stabilizing circuit design were discussed.This Design was used in photovoltaic inverter and running stable and reliable.The validity of the design method was proved by experimental results.

switching power supply;double switch flyback converter;variable off time PWM controller;NCP1351B

TM 464

A

1002-087 X(2016)01-0141-03

2015-06-15

蒋晓明(1973—)，男，湖南省人，博士，副研究员，主要研究方向为电力电子技术。