一种SEPIC馈电升降压变换器

张　彦，李丽娟，高　华，王纪勇（.贵州电网有限责任公司电网规划研究中心，贵州 550003；.天津天大求实电力新技术股份有限公司，天津 300384）

一种SEPIC馈电升降压变换器

张彦1，李丽娟1，高华1，王纪勇2
（1.贵州电网有限责任公司电网规划研究中心，贵州 550003；2.天津天大求实电力新技术股份有限公司，天津 300384）

针对光伏电池、燃料电池发电等输出电压范围较宽而输出电流纹波要求较小的特点，提出了一种SEPIC馈电升降压（SFBB）变换器拓扑。该拓扑通过极性反转变换器与SEPIC变换器的耦合电感集成，在继承原有SEPIC变换器与极性反转变换器升降压变换特性的基础上，实现了变换器的开关同步，显著提高了整机工作效率。结合SEPIC输入级额外漏感的续流特性降低了SFBB变换器的电流纹波。此外，通过辅助换向网络，抑制了控制开关的振铃效应；通过门电荷抽取机制实现了控制开关的快速关断，进一步降低了变换器的关断损耗。文中详细分析了SFBB变换器的工作原理，并搭建了一台60 W实验样机，验证了理论分析的正确性。

升降压变换；单端初级电感转换器馈电；电感耦合；同步开关

DOI：10.3969/j.issn.1003-8930.2016.04.017

近年来，随着光伏电池、燃料电池等新能源电池在并网型和离网型应用中日渐广泛，其低压大电流的运行特性使得对变换器的升降压能力的需求也日益增强［1-5］。光伏电池在定电流输出时，其输出电压随辐照度的降低而减小，不同辐照度时光伏电池输出电压的变化范围较大；而燃料电池，其固有的V-I特性（极化曲线特性），使得其本身的输出特性较软，在额定功率范围内输出电压变化幅度较大，并且随着输出电流的增加而降低。因此，在离网应用如通信电源、不间断电源UPS等应用中，输出电压和输入电压范围会发生重叠，需升降压变换器来桥接输入和输出，实现系统的正常运行［3，5-6］。

目前，在常规直流变换器应用中较为常见的变换器是四开关Buck-Boost变换器［6-9］，以共用的电感耦合Buck拓扑与Boost拓扑，通过这种前级降压+后级升压实现变换器的升降压功能，但其驱动逻辑变得较为复杂，且在输入输出电压接近时输出纹波较大；而其他传统的升降压变换器，如单端初级电感转换器SEPIC和极性反转变换器［10］，虽然其驱动逻辑较为简单，但独立运行时的非同步开关特性使得输出级串联二极管在大电流应用中的损耗很大，降低变换器的转换效率。对SEPIC改进的同步反相SEPIC拓扑虽然可同步开关［11-12］，但它与极性反转变换器相同的输入断流特性使得输入电磁干扰EMI （electromagnetic interference）较大，并且在对电源输入电流纹波有较高要求的场合需额外的射频干扰RFI滤波器，增加了变换器的体积和成本等。

本文对SEPIC变换器以及极性反转变换器拓扑进行耦合集成，提出一种能够同时提高工作效率和动态响应性能的升降压变换器拓扑结构——SEPIC馈电升降压（SFBB）变换器，与SEPIC馈电Buck变换器［13］相比，用极性反转变换器替代Buck变换器，在继承了SEPIC变换器和极性反转变换器的升降压功能特性的同时，可实现同步开关，显著提高可再生能源发电系统的能量利用效率，并实现与直流负载或级联逆变装置的输入电压指标的匹配。并且通过配置额外漏感，能有效改善电源侧的电流纹波，提供输入续流能力，在减小变换器电磁干扰的同时简化系统的电气信号采样滤波配置。

1　SEPIC馈电升降压变换器

1.1拓扑推导

图1给出SEPIC变换器与极性反转变换器结合得到SFBB变换器的推导过程，图中S表示理想开关。将极性反转变换器集成到SEPIC变换器中，接收来自SEPIC变换部分的能量，并且SEPIC变换部分与极性反转变换部分的输出并联同时向负载馈送能量。SEPIC控制开关（Q1SBB）跨接在SEPIC输入与极性反转变换器输入之间，当Q1SBB导通时，两个换向开关（SEPIC部分的Q2S和极性反转部分的Q2BB）关断，此时SEPIC部分和极性反转部分均向耦合电感储能，并且SEPIC通过Q1SBB向极性反转部分馈送电能。当Q1SBB关断时，两个换向开关导通，此时SEPIC部分和极性反转部分并联同时向负载馈电。因此，集成的SEPIC变换器和极性反转变换器均在控制开关导通时储能，在控制开关关断时向负载供电。集成变换器拓扑结合二者的优点，在输入电流连续的同时提高了变换器的转换效率，输入EMI的减小使输入电容的容量得以降低。由于变换器的集成，所有开关器件无需承受全部电流应力。

图1　SEPIC馈电升降压变换器的推导Fig.1　Derivation of SEPIC fed buck-boost converter

图2重绘了SFBB变换器的拓扑结构，其中的换向开关替换为金氧半场效晶体管MOSFET，以符号Q表示。在该非隔离实现中，SEPIC部分和极性反转部分的磁性元件被集成为一个耦合电感，以更加有效的实现能量存储和传输。其中，3个功率绕组分别为输入绕组（T1A-I1）、SEPIC绕组（T1C-I3）和反极变换绕组（T1B-I6）。为了简化驱动Q2S，在上述耦合电感磁化结构中添加绕组T1D，为Q2S的门极驱动提供浮动电压，以同步与Q2BB的开关动作。

图2　SEPIC馈电升降压变换器拓扑Fig.2　Topology of SEPIC fed buck-boost converter

1.2稳态分析

控制开关Q1SBB导通和关断时的功率级电路如图3所示。

图3　控制开关Q1SBB导通和关断期间的SFBB变换器Fig.3　SFBB converter during control switch ON and OFF time

为便于分析，令磁化电感LM为绕组T1A与T1B总电感。在控制开关Q1SBB导通期间，LM两端电压为

在控制开关Q1SBB关断期间，LM两端电压（磁动势）为

根据电感的伏-秒平衡律，得到的SFBB变换器稳态输出电压为

其中，M定义为

占空比D可以表示为

SFBB变换器稳态电压波形如图4所示。结合稳态电容电荷平衡，得出其稳态电感电流为

图4　SFBB变换器稳态电压波形Fig.4　SFBB converter steady-state voltage waveforms

在实际中，上述电流更直观的表达方式（以输出电流和电压变比M表示）为

以输出电流Iout为参考（降压模式工作，M＜1）：

以输入电流Iin为参考（升压模式工作，M＞1）：

综合上述分析，SFBB变换器的稳态电流波形如图5所示。根据稳态分析，SFBB变换器中，输入电流I1如同SEPIC变换器一样是连续的；而负载电流由SEPIC部分和极性反转部分同时提供。极性反转部分与SEPIC变换器结合后，改善了变换器TON期间的输出续流特性，由于如图6所示的环流的存在，使得极性反转部分能够在导通的关断期间均持续向负载供电，这一点与独立的极性反转变换器不同，由于输出电流的连续，减小了变换器的输出EMI，因而可以简化输出电容配置。

图5　SFBB变换器稳态电流波形Fig.5　SFBB converter steady-state current waveforms

图6　Q1SBB导通期间的SFBB变换器环流示意Fig.6　Output current circulation of SFBB converter during ON time

由式（7）和式（8）可知，对于升降压应用，耦合电感各绕组的电感电流均为输入/输出电流的一部分，这种分流方式不仅减小了以I2R形式存在的传导损耗，而且增强了变换器的暂态响应性能。在控制开关Q1SBB导通期间，磁化电感LM（T1A+T1C）上施加的电压为Ein，而其电流却仅为输入/输出电流的一部分，因而如果独立的SEPIC或极性反转变换器配置相同的磁化电感LM，那么SFBB变换器等效的电感电流将相对更快的变化；而在控制开关Q1SBB关断期间，电感电流仍保持基本不变，但磁化电感LM施加电压变为-2Eout，此时与负载电流直接相关的电感电流能够以至少2倍于独立SEPIC变换器或极性反转变换器电感电流变化的速率斜坡变化。综上所述，耦合电感的配置和分流技术的实现，使得SFBB变换器功率级具有更快的响应速度。

1.3换向网络设计

为了进一步提高变换器的导通性能，抑制控制开关节点的振铃效应，采用如图7所示的换向网络。该换向网络由一系列电容、二极管构成，其中的B、C、E、F和+节点分别连接如图2所示的SFBB变换器的B、C、E、F和+节点。

图7　SFBB变换器的换向网络Fig.7　Commutation network for SFBB converter

在控制开关Q1SBB导通序列开始时，Q1SBB处于关断状态，Q2BB导通，因而节点B电压为（Ein+2Eout），节点C接地，因此，Q1SBB两端电压为（Ein+2Eout）。换向电容CCOM1和CCOM2通过二级管DCOM2分别充电至（Ein+ 2Eout）/2。当开关Q2S和Q2BB关断时，二极管DCOM1和DCOM3快速导通，将节点B电压钳位于（Ein+2Eout）/2。由此，正常导通序列使得节点C的电压从0上升至（Ein+2Eout）/2，而Q1SBB两端电压从（Ein+2Eout）/2降为0。此外，CCOM3和CCOM4分别通过各自关联的二极管DCOM4和DCOM5及DCOM7和DCOM8构成简化的无损吸收电路，实现对开关导通和关断时振铃效应的抑制。

1.4门电荷抽取机制

结合图7所示的控制开关换向网络，与独立的SEPIC变换器和极性反转变换器相比，如果使用相同的MOSFET，那么由于电压仅从（Ein+2Eout）/2开始下降，因而，开关暂态时间可缩放至原来的1/2。

此外，如图8所示，对于控制开关Q1SBB的关断过程，通过耦合电感作用强化的门电荷抽取GCE （gate charge extraction）机制将进一步降低开关的关断损耗。关断过程开始时，Q1SBB的栅源电压开始下降，栅源电容开始放电。在极性反转变换器中，其控制开关（MOSFET）封装中的源极电感与门极电容谐振，会阻碍门极电流的变化，从而显著减缓开关管的关断过程，这与Buck变换器类似。而在如图8所示的SFBB变换器中，其继承并通过绕组T1C加强了SEPIC变换器的门电荷抽取功能，在控制开关Q1SBB关断过程中，电感T1A维持其电流流向，从而产生由MOSFET门极流向驱动器的电流IGCE，加快了栅源电容的放电过程和通道的关断过程，因而IGCE也被称为门极电荷抽取GCE电流。与此同时，耦合绕组T1B和T1C中的感生电流I'GCE以如图8所示相反的方向流动，而极性反转部分的耦合绕组T1C增强了反向电流感生作用，在电流IGCE和I'GCE的双重作用下，控制开关Q1SBB的漏极电流ID将更快地下降，从而降低Q1SBB的关断损耗。

图8　SFBB变换器Q1SBB关断时门电荷抽取机理Fig.8　Schematic of gate charge extraction during control switch turn-OFF in SFBB converter

在换向网络与门电荷抽取机制的双重作用下，得到SEPIC变换器与SFBB变换器开关损耗对比示意如图9所示。

1.5输入电流纹波抑制

对于本文提出的SFBB变换器拓扑结构，由于耦合电感匝比为1∶1，对该SFBB变换器的SEPIC部分进行交流信号耦合分析，忽略耦合电感绕组等效电阻RT1A和RT1C的影响，将所述耦合电感进行等效可知，耦合交流通路主要由耦合电容Ccouple纹波电压ΔVAC、耦合电感绕组T1A等效漏感LLK1A和耦合电感绕组T1B等效漏感LLK1C串联而成。如果上述等效漏感过小，那么将会在耦合电感绕组T1A和T1C上产生较大的振荡纹波电流，进而增大所述SFBB变换器的输入电流纹波，这对于燃料电池发电系统等对输出电流纹波有较为严格要求的应用场合而言是需要避免的。为了避免使用成本和体积均较大的EMI输入滤波器，可以通过增加耦合电感绕组漏感抑制上述交流耦合通路的电流环流，这种抑制作用最终反映到耦合电感的漏感配置中，可以实现将SFBB变换器的输入电流纹波控制在期望范围以内。因此，通过增加耦合电感绕组T1A的额外漏感LLK实现对输入电流纹波的调整，以满足实际应用对SFBB变换器输入电流纹波大小的需求。该额外漏感LLK的近似估算表达式为

图9　SEPIC变换器与SFBB变换器开关损耗对比Fig.9　Comparasion of switching losses between SEPIC converter and SFBB converter

根据式（9）配置相等的耦合绕组各侧漏感，对于SFBB变换器的SEPIC部分而言，有ΔiLK-T1A≅ΔiL-MAG≅ΔiLK-T1C，即SEPIC部分耦合电感原次边电流纹波近似相等。这种情况是兼顾T1A和T1C电流纹波大小进行折中处理；除此之外，针对SFBB变换器而言，T1C电流纹波的大小对变换器指标影响较小，故也可以仅在T1A添加额外漏感，实现T1A侧纹波电流向T1A侧的“转移”。通过上述两种方式，实现对SFBB变换器的电流纹波环流问题的有效的改善。

2　仿真与实验验证

针对图2所示SEPIC馈电升降压（SFBB）变换器拓扑，所设计的SFBB变换器实验平台关键元件和控制器选型如表1所示。

表1　SFBB变换器设计指标与元件选型Tab.1　Design indexes and components selection of SFBB converter

其中，输入电压为3段阶跃信号，分别对应2.5V、3.2V、5V、8.5V，输出保持在2.85V，以验证SFBB变换单元的升降压工作能力。

2.1仿真验证

在LTSPICE中的仿真结果如图10所示。

通过图10可看出，所提出的SEPIC馈电升降压变换器在输入电压阶跃过程中能够有效的工作，完成输出电压对输入电压的升降压功能。

图10　SFBB变换器电压阶跃仿真结果Fig.10　Voltage step simulation result of SFBB converter

2.2试验验证

图11为设计平台实验得到的控制开关Q1SBB的漏源电压和电流波形及其局部细节图。从图11可知，虽然平台电压不明显，但在图7所示换向网络作用下，漏源电压和电流能够快速响应，以图示较小幅值的快速漏源电压下降和漏极电流上升迅速完成开关动作，降低变换器的功率损耗，对MOS⁃FET开关的振铃效应也有一定的抑制作用。

根据交流耦合通路原理，在四绕组耦合电感的T1A侧串联额外的独立电感作为T1A侧的“漏感”，以减小SFBB变换器输入纹波电流，串联额外电感（0.3 μH）前后的输入电流纹波抑制效果仿真和实验验证分别如图12所示。

由图12实验结果可知，通过添加额外的漏感能够将输入绕组T1A的电流纹波通过电感耦合转移至其他绕组，从而实现输入电流续流能力的增强。

图11　Q1SBB导通时漏源电压和电流波形及其放大图Fig.11　Control switch voltage and current waveforms during turn-on and their enlarged drawings

图12　T1A和T1C局部电流波形Fig.12　Partial current waveforms of T1Aand T1Cwindings

3　结语

SEPIC馈电升降压（SFBB）拓扑能够从根本上提高功率级电路的转换效率和暂态响应性能，并可以采用与其他基本变换器拓扑相同的驱动控制逻辑，而不必增加驱动复杂度和变换器成本。变换器拓扑将SEPIC变换器和极性反转变换器的输出二极管替换为功率开关管，显著提升了变换器的转换效率，同时，通过耦合电感构成的多个电流通路对负载电流进行分割，有效改善了变换器的Iout2R损耗；并且，耦合电感引入的固有的门电荷抽取机制实现了快速的控制开关关断功能，显著降低了变换器的关断损耗。此外，通过上述电感耦合结构以及变换器拓扑固有的电感复位电压抬升，也改善了功率级的动态响应性能。

对于SFBB变换器，其占空比固有地比SEPIC变换器更大，意味着更长的导通时间。这对于高频、低输出电压的应用场合更加有利，而常规SEPIC变换器应用中此时的MOSFET导通时间可能接近最小开关延迟。尽管如此，但这是以牺牲升压应用中的最大升压比为代价，因而，SFBB变换器更加适用于对升压比要求不高的应用场合。

为降低开关损耗，可将所用凌特公司的LTC4442高速同步驱动器替换为TI的UCC27221/ 27222预测控制驱动器，实现对开关器件漏源电压的预测判断，从而自适应地提前发出脉冲调制信号，实现漏源电压和漏极电流的近似同步变化。

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A SEPIC Fed Buck-Boost Converter

ZHANG Yan1，LI Lijuan1，GAO Hua1，WANG Jiyong2
（1.Power Grid Planning and Research Center of Guizhou Power Grid Co.，Ltd.，Guiyang 550003，China；2.Tianjin Tianda Qiushi Electric Power High Technology Co.，Ltd.，Tianjin 300384，China）

A SEPIC Fed Buck-Boost（SFBB）converter is proposed for photovoltaic and fuel cell power system，where the converter is desired to interface the power source with low current ripple under wide input voltage range.The SFBB topology realizes synchronous switching and achieves significant efficiency promotion with the inductor coupling of the inverting and SEPIC converters，which still inherits the voltage step-up/-down characteristics.The low current ripple is achieved with the added leakage inductor in the input stage of the SEPIC portion.Besides，the ringing effect of the con⁃trol switch is restrained with the auxiliary commutation network；and the inherent gate-charge-extraction mechanism fa⁃cilitates extremely fast turn-off of the control switch，essentially eliminating the turn-off loss of the SFBB converter.The operational principle of the SFBB converter is analyzed in detail and a 40W prototype is built with experimental results to verify the analysis.

step-up/down；singendedprimaryinductorconverter（SEPIC）fed；inductorcoupling；synchronousswitching

TM464

A

1003-8930（2016）04-0096-07

2015-07-20；

2015-10-19

张彦（1981—），男，硕士，工程师，主要从事电网规划与节能、分布式能源并网研究等相关工作。Email：zhy⁃an168168@126.com

李丽娟（1981—），女，硕士，高级工程师，主要从事配电网规划及相关研究工作。Email：49242934@qq.com

高华（1978—），男，硕士，高级工程师，主要从事电网规划、电力系统分析等方面工作。Email：13885093161@139.com