一种减少输出纹波的单级反激LED驱动电路

2016-07-01柯顺元林维明

电源学报 2016年1期

关键词：纹波工频功率因数

柯顺元，林维明

（福州大学电气工程与自动化学院，福州350108）

DOI：10.13234/j.issn.2095-2805．2016．1．114中图分类号：TM46文献标志码：A

一种减少输出纹波的单级反激LED驱动电路

柯顺元，林维明

（福州大学电气工程与自动化学院，福州350108）

鉴于成本低、效率高等优势，AC-DC单级LED驱动电路可使用单级电路实现输入功率因数校正和输出DC-DC恒流控制，但通常存在较大的输出2倍工频纹波的问题，而电流纹波是影响LED光学特性和寿命的重要指标。首先，提出了一种基于辅助绕组的单级反激LED驱动电路；然后，采用电流纹波抑制策略分析了所提电路的工作原理和实现低输出电流纹波的条件；最后，通过仿真和实验验证了理论分析的正确性和有效性。实验结果表明，所提的LED单级驱动电路能够在不影响输入特性的基础上有效地降低了输出电流纹波。

LED驱动电路；功率因数校正（PFC）；单级反激；辅助boost绕组；输出电流纹

引言

近些年，随着大功率LED发光效率的不断提高，LED在照明领域的应用得到不断发展。LED驱动电路是LED照明技术发展的重要环节［1］，采用有源功率因数校正技术是为了满足低谐波失真和相关的IEC61000-3-2谐波标准的有效方法。两级功率因数校正电路在对功率因数要求比较高的电源中应用比较普遍，它具有较小的输出2倍工频纹波和快速的负载瞬态响应，但在中小功率场合存在效率低，控制复杂，成本高。单级功率因数校正因器件少、成本低和效率高而得到广泛应用［2-3］。但它具有较大的2倍工频纹波，尤其是对LED负载，微小的电压纹波将会产生较大的电流纹波，影响光学特性，如光效、显色等［4］。文献［5］提出了一种利用双向直流变换器并联在LED负载端的方法，这种方法可以实现LED电流的低纹波和减小输出电容，但半个电源周期内，双向变换器处理的功率反向三次，效率低且器件多，成本高；文献［6-7］提出了一种谐波电流注入法，减小了LED的输出工频电流纹波，但存在了功率因数低，效率低，纹波抑制不明显等不足；文献［8］结合了前2种文献的方法，只是注入的电流不随输入电压变化，缩小了输入输出能量差，相比文献［5］效率更高，但是纹波不能完全消除而且牺牲了功率因数；文献［9-10］提出了RCC结构的纹波抑制器，实现了低纹波和高功率因数，但是该纹波抑制器电压应力大且存在共地问题。

本文提出一种适用于LED驱动的低输出电流纹波反激式变换器。它由具有辅助快速动态响应特性的CCM Boost电路和双输出串联式绕组反激PFC主电路组成。双输出绕组反激PFC变换器提供主输出和辅助输出2路输出电压，其中CCM Boost变换器的输出为反激PFC变换器的辅助输出，反激PFC变换器的总输出为CCM Boost变换器的输入与LED负载提供能量，Boost变换器的输入承担两倍工频电压纹波和部分高频纹波，从而大大减小了LED负载反激PFC变换器的2倍工频电流纹波。

1　新型电路拓扑

1.1工作原理

基于辅助绕组的低输出纹波单级反激LED变换器原理如图1所示。图1电路由BCM反激PFC变换器和CCM Boost变换器组成。双输出绕组BCM反激变换器由变压器T1、开关管S1、RCD网络R0、C0和D0、输出二极管D1和D2、滤波电容C1和C2组成CCM Boost变换器，由开关管S2、二极管D3、电感Lx和输入电容C3组成。输入电压uin经过整流桥和π型滤波和反激变换器后输出两路：主输出电压uo1和辅助绕组输出电压uo2，其中，uo2为Boost变换器输出电压，两路呈串联形式构成低输出电流纹波反激型PFC变换器的总输出电压uo。uo3是Boost变换器的输入电压，它与LED负载串联连接至反激总输出两端。

图1　电路原理Fig.1 Schematic of proposed circuit

工作模态等效电路如图2所示。在工作模态I阶段，反激电路开关管S1导通，输入电感Lm储能，两副边绕组二极管均截止，由两电解电容C1和C2对负载和Boost级供能，Boost电路开关管S2导通，电感Lx储能；在工作模态II阶段，反激电路与I阶段一样，Boost电路开关管S2断开，二极管D3导通，电感Lx通过D3馈能至电解电容C2；在工作模态III阶段，开关管S1断开，输入电感Lm通过耦合副边传递能量，两副边绕组二极管D1和D2均导通，原边给副边两电解电容C1和C2充能，未参与耦合的漏感能量则通过RCD进行释放，Boost电路开关管S2导通，电感Lx储能；在工作模态IV阶段，反激电路与III阶段一样，Boost电路开关管S2断开，二极管D3导通，电感Lx通过D3馈能至电解电容C2。

图2　电路工作模态等效电路Fig.2 Steady equivalent circuit of proposed operational modal

基于辅助绕组的低输出纹波反激式LED变换器的主要电压波形如图3所示。

图3　所提电路的理想输出波形Fig.3 Ideal output voltage waveforms of proposed circuit

低输出电流纹波BCM反激变换器的输出电压可描述为直流分量Vo和2倍工频纹波分量uo，rip构成，即uo=Vo+uo，rip，而它是由主绕组输出电压uo1和辅助绕组输出电压uo2相叠加而来，即uo，rip=uo1，rip+uo2，rip、Vo=Vo1+Vo2。若Boost输入电压uo3的纹波uo3，rip与uo，rip相位相同且幅值相等，即

又因为

则LED负载两侧的电压为

由式（1）可知，LED电压uLED等于uo和uo3直流分量的差值，不包含2倍工频纹波分量，从理论上达到了LED负载上无2倍工频电流纹波的效果。

1.2控制器设计

基于辅助绕组的低输出纹波反激式LED变换器控制原理如图4所示。

图4　控制原理Fig.4 Control schematic

图4控制原理包含一个电压环和一个电流环，其中电压控制环路的输出是控制反激电路的开关管，电压控制环路的采样基准是反激输出总电压uo，反馈点采样为Boost电路的输入电压uo3，通过合理设计uo和uo3的比例和基准点的电压匹配值，两者电压会随着LED的负载变化而相应调整，并合理设计环路参数，最终能达到一个较理想的功率因数校正的效果。而电流控制环路的输出时控制Boost电路的开关管，电流控制环路的采样基准是由芯片SY8750内部的基准电压提供，反馈点采样为流过LED负载的电流iLED，通过500 kHz的开关频率快速响应输出电流与基准值的偏差，实现恒流控制，而此时的输出2倍工频纹波分量将全部施加在Boost的输入容两端，因此实现LED负载的低纹波特性。

1.3输出电解参数设计

由电解电容电荷守恒定律，可知

假设负载电流ILED恒定不变，工频纹波电流全部流入电解电容。

而单路输出时电解电容的最小值为

式中：ΔIomax为允许流过LED的电流纹波峰峰值；ΔUomax为输出电压纹波峰峰值；fAC为电源频率；Po为输出功率。

由于副边绕组匝比为NS1∶NS2，所以主、辅绕组输出电压分别为

联立式（7）～式（12），可得

同时，ΔUo1和ΔUo2要满足关系

2　仿真与实验结果

为验证本文提出的低输出电流纹波的反激式LED变换器理论分析的正确性和可行性。本文进行了仿真，并搭建了150 W实验样机，仿真与实验采用近似的参数，具体参数见表1。

反激控制芯片采用BCM控制TDA4863A，Boost控制芯片采用平均电流控制的SY8750，内置MOS管，固定工作频率为500 kHz，有利于减小变换器体积。

图5给出了电路仿真波形。由图5可见，反激主、辅输出电压uo2、uo3的稳态值为177 V、59 V，纹波量为9.7 V、3.14 V，与设计相符，Boost输入电压uo3和反激输出总电压uo的纹波相位近似一致，幅值相等，输入电压uin、输入电流iin流相位一致，输入电流正弦度高，LED负载上的纹波电流峰峰值为28 mA，纹波电流小于5%。

表1　实验参数Tab.1 Experimental parameters

图5　电路仿真波形Fig.5 Simulation waveform

图6　额定输入时满载下输入、输出波形（Vin=220 Vrms，VLED=214 V，ILED=0.7 A）Fig.6 Input and output waveforms of the prototype with full loads （Vin=220 Vrms，VLED=214 V，ILED=0.7 A）

图6给出了样机满载时实验波形，图6（a）、6（b）分别为uo、uo1、uo2、uo1的瞬时电压和相应的电压纹波波形。图6（c）是额定电压220 V输入下uin、iin、uLED，rip、iLED，rip波形。

由图可见，实验与仿真结果相似，反激输出电压纹波峰峰值Δuo为11.6 V，副边主绕组输出电压纹波峰峰值Δuo1为8.8 V，副边辅绕组输出电压纹波峰峰值Δuo2为4.3 V，辅助Boost电路的馈能形式是造成辅助绕组输出电压相位轻微偏离，波形非正弦的原因。而Boost输入容上电压纹波峰峰值Δuo3为11.4 V，基本与反激总输出电压纹波呈相位相同，幅值近似相等的关系。输入电压、输入电流相位基本一致、输入电流近似正弦。LED上的电压纹波峰峰值为1.68 V，电流纹波峰峰值为31.8 mA，电流纹波小于5%，输出特性良好。

图7　不同电压下输入特性Fig.7 Input characteristics of the proposed circuit

图7给出了样机输入特性，分别表证不同输入电压下的功率因数、总谐波畸变率和效率值。

如图7所示，满载时输入功率因数在输入电压为264 V时达到最小值0.95；THD达到最大值8.8%；效率在整个输入电压范围内均能达到93.5%以上。可见，在多了为负载提供功率的辅助绕组的情况下，反激PFC电路输入特性良好。验证了所提出的低电流纹波的单级LED驱动电路的有效性。

3　结论

针对单级LED驱动电路存在输出纹波较大，影响光学特性等问题，本文提出了一种基于辅助电路的单级LED驱动电路，采用电流纹波抑制策略，在传统单级反激PFC电路的基础上，利用了辅助电路串联输出的形式，通过控制辅助电路以馈能的形式解决了单级LED电路的电流纹波较大的问题，并详细分析了其工作原理和实现条件。

（1）基于辅助绕组的纹波抑制策略能够有效抑制LED输出电流纹波。

（2）辅助绕组相关参数和控制环路设计合理，使用辅助绕组的纹波抑制策略不会对输入功率因数、THD等特性产生影响。

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A Novel Lower Output Ripple Single-stage Flyback LED Driver

KE Shunyuan，LIN Weiming
（College of Electrical Engineering and Automation，Fuzhou University，Fuzhou 350108，China）

AC-DC single-stage LED driver realizes power factor correction and DC-DC constant current control due to low cost and high efficiency advantages. It usually exists the problem of larger twice line frequency output ripple，and the current ripple is one of the important indicators to affect LED light-emitting properties and lifetime. First，a suitable kind of LED driver that single-stage flyback PFC circuit based on auxiliary winding and current ripple suppression strategies is put forward in this paper. Then，the working principle of the proposed circuit and the implementation condition of low output current ripple are analyzed. Finally，simulation and experiment are carried out to verify the correctness and feasibility of the theoretical analysis. The results show that the output current ripple can be reduced effectively through the proposed single-stage LED driver，and the input characteristics cannot be affected.

LED driver；power factor correction（PFC）；single-stage flyback；auxiliary boost winding；output current ripple