E类谐振逆变低频超声雾化喷头驱动电路研制

高建民，徐 强，汤 静

（江苏大学现代农业装备与技术教育部重点实验室，镇江212013）

E类谐振逆变低频超声雾化喷头驱动电路研制

高建民，徐 强，汤 静

（江苏大学现代农业装备与技术教育部重点实验室，镇江212013）

该文提出了一种E类谐振逆变低频超声雾化喷头驱动电路，以基本的E类谐振变换器为基础，结合超声喷头串联谐振时的等效电路，设计并制作了一款高功率、低成本的超声雾化驱动电路。介绍了电路结构、基本原理；分析了E类谐振逆变电路最佳工作状态下的电路特性；给出了最佳状态时理论分析、波形说明及公式推导。在理论参数设计的基础上，结合saber仿真软件对所求的理想参数验证，通过仿真波形图与实验波形图对比，结果表明，理论设计参数很好地符合仿真结果与实际结果。同时，详细分析了晶体管两端的并联电容的大小对电路的影响。

喷头；喷雾；E类谐振逆变；最佳工作状态；saber软件

高建民，徐 强，汤 静.E类谐振逆变低频超声雾化喷头驱动电路研制[J].农业工程学报，2016，32（6）：82-88. doi：10.11975/j.issn.1002-6819.2016.06.011 http://www.tcsae.org

Gao Jianmin,Xu Qiang,Tang Jing.Development of low-frequency ultrasonic atomizing nozzle driving circuit with class E resonant inverter[J].Transactions of the Chinese Society of Agricultural Engineering(Transactions of the CSAE）,2016,32(6):82－88.(in Chinese with English abstract) doi：10.11975/j.issn.1002-6819.2016.06.011 http://www.tcsae.org

0 引言

利用超声能量使液体在气相中形成细微雾滴的过程称为超声雾化[1]。近年来，超声雾化已被应用在众多方面，如清洗[2]、喷涂、医疗、雾化栽培、加湿等。超声雾化喷嘴种类多，按频率区分有：低频、中频、高频[3-4]；按功率区分，大则上百瓦，小则几瓦。针对不同频率、不同功率的超声波雾化喷嘴，超声波雾化驱动电路并不是单一的。从文献回顾可以看出，目前有很多学者设计了超声波雾化驱动电路。如文献[3]中研制的1.72 MHz、35 W的高频超声波雾化电路，其工作原理主要采用功率三极管和外围电感、电容构成的三点式振荡电路，容易起振。但功率三极管的功率损耗较大，发热明显。然而，早在1998年日本学者[4]应用锁相环技术（phase locked loop，PLL）成功研制了1 MHz、60 W的高频超声换能器电路。通过检测换能器电流与电压的相位，如果两者的相位发生偏差，将改变锁相环芯片内部压控振荡器（voltage-controlled oscillator，VCO）的振荡信号，从而能够自动追踪到换能器的谐振频率，确保换能器在最佳状态下工作。但传统的锁相环技术频率跟踪范围小，可靠性差，遇到较大干扰时，有可能导致锁相环失锁等情况。随着数字锁相技术的发展，DSP（digital signal processor）技术[5-6]、DDS（direct digital synthesizer）技术[7-8]、PID（proportion integral derivative）控制[9]已被应用在超声波电源频率跟踪上，具有工作速度快、锁相精度高等优点，具有良好的发展前景。但随着系统的复杂性增加，保护电路就显得尤为重要。相关参考文献采用推挽型拓扑结构[10-12]，结构简单，成本低，主要是通过变压器传递能量，然后在通过匹配网络使换能器工作在纯阻性状态。在每半个周期内，推挽式变压器一次侧仅有一半的线圈在工作，因此变压器利用率不高；开关管的耐压值要大于输入电压的两倍以上，所以不适合高电压输入[12]。本课题组曾研制的40 kHz、60 W的超声雾化电路[13]，该电路属于单端脉冲激励电路，利用脉冲变压器升压，串联单个电感实现阻抗匹配，通过ARM9产生PWM（pulse width modulation）波控制开关管的开通与关断。由于高频变压器漏感、绕组间分布电容及内阻的存在，将会影响到换能器的匹配及电路的可靠性工作。试验表明，超声雾化电路发热严重，效率低。针对以上优缺点，本文提出了一款高效率，低成本的超声波雾化驱动电路，主功率部分采用E类谐振逆变电路[14]，并结合换能器串联谐振时等效电路，有效避免了高频变压器寄生参数对电路的影响。经大量试验表明，此电路效率高，无明显发热，可长时间工作，雾化效果好。

1 超声雾化主电路设计

超声雾化电路的结构框如图1所示，以非隔离式E类谐振DC/AC逆变电路作为主功率电路[14]，驱动电路主要控制E类谐振逆变电路中功率晶体管的开通与关断，从而产生高频电压。因E类谐振逆变电路的输出阻抗与喷头的阻抗不一致，加入阻抗变换网络实现阻抗变换。

图1 超声雾化电路结构框图Fig.1 Block diagram of ultrasonic atomization circuit

图2为超声雾化基本电路图，电路包括直流电源VDC、扼流圈电感LRFC、功率晶体管S、开关管驱动信号VGS、占空比D、开关频率f、并联电容C=C1+C2（C1为线路间的杂间电容与晶体管的输出电容之和，C2为要使电路达到最佳状态所外加的电容）、串联谐振电感Ls、串联谐振电容Css、阻抗匹配电容CP、喷头。电路由有源器件开关、负载网络和负载三个部分组成[14]，见图3。当功率晶体管S以频率f周期性工作时，晶体管S漏极输出周期性高频脉冲电压。从频域的角度可知，任何周期性波形都可以有若干不同频率（基频的整数倍）的正弦或余弦波叠加而成。当周期性高频脉冲电压通过负载网络时，可以抑制超声喷头两端的谐波分量，从而选出基频分量f。因此，在负载网络品质因数适当的前提下，超声喷头两端可获得与激励频率f同频的正弦交流信号。简单地说，当功率晶体管S按激励方波信号周期性工作时，通过负载网络实现了来自电源的直流能量到交流能量的转变，负载网络不仅可以抑制开关频率谐波，而且可以实现变换以调整负载阻抗。

图2 超声雾化基本电路图Fig.2 Basic circuit for ultrasonic atomization

图3 超声雾化电路工作原理示意图Fig.3 Sketch of operational principle of ultrasonic atomization circuit

2 电路各阶段工作过程分析

下面对超声雾化电路驱动主电路在各阶段的工作原理及波形简要分析。首先作如下3点假设[14-16]：

1）扼流圈电感LRFC足够大，流过扼流圈电感的电流脉动量小，因此，可认为输入电流为一直流量。

2）忽略晶体开关管S的导通电阻，关断电阻视为无穷大；晶体开关管S瞬间完成开通与关断。

3）谐振回路品质因数适当高，确保流过负载（喷头）的电流是正弦波。

为方便分析，将图2简化，晶体功率开关管S工作在饱和与截止状态，相当于机械开关S。流过喷头的电流为正弦波电流，等效为正弦波信号，如图4所示。图4中，il为流过扼流圈电感的电流，iS为流过开关S的电流，iC为流过并联电容C的电流，i为负载电流，VS为并联电容C两端的电压。

图4 简化模型Fig.4 Simplified model

2.1 工作模式Ⅰ（0≤t≤t1）

开关管S关断初，直流电压VDC对扼流圈电感LRFC充电储能，且并联电容C被短路，两端的电压为零。当开关S关断时，流过开关管S的电流iS瞬间被转移到并联电容C上，其电流大小为扼流圈电感电流il与负载电流i之差。原先储存在扼流圈电感中的能量被转移到谐振回路中，并联电容C两端的电压VS由零开始上升。当负载电流i等于扼流圈电感电流il时，流过并联电容的电流iC由正变为零，此时，并联电容C两端的电压VS达到最大值。随之，并联电容的电流iC由零变为负，并联电容C开始放电，电压下降。当负载电流i再次等于扼流圈电感电流il时，并联电容C放电完成，进入下一阶段。值得注意的是，开关管S于零电流与零电压切换导通，切换导通损耗几乎为零，其工作模式的电流、电压波形如图5所示。

2.2 工作模式Ⅱ（t1≤t≤T）

t1时刻，开关管S导通，并联电容C被短路，直流电压VDC对扼流圈电感充电，流过开关管S的电流iS等于负载电路i与扼流圈电感il之和。随着开关管S的电流iS的逐渐增大，当达到与扼流圈电感电流il相等时，负载电流i开始换向，由正变为负。以此类推，一个周期的工作模式结束，开始进入下一个高频周期的工作模式Ⅰ，其工作模式的电流、电压波形如图5所示。

图5 理想电流与电压波形Fig.5 Ideal current and voltage waveforms

3 主要参数计算

超声波雾化喷头谐振附近时的等效电路图如图6（b）所示[11]，C0为静态电容，R1为动态电阻，L1为动态电感，C1动态电容。当电路工作在串联谐振频率时，图2中的超声雾化喷头可等效为图6（c）所示的等效电路。

图6（c）中的总阻抗Z1（从左向右看），分为一条电容C0支路与另一条电阻R1支路并联得到的阻抗，其总阻抗大小为：

式中ω=2πf为开关频率的角频率，rad/s；f为开关频率，kHz。R1为动态电阻，Ω；C0为静态电容，nF；Z1为电阻R1与电容C0并联总阻抗，Ω。

图6 喷头等效电路模型Fig.6 Equivalent circuit model of nozzle

静态电容C0与动态电阻R1并联可等效成一电阻R与电容Cm串联，其总阻抗大小为：

式中R为等效串联电阻，Ω；Cm为等效串联电容，nF；Z2为电阻R与电容Cm串联总阻抗，Ω。

令Z1=Z2得：

从上式可以看出，假设R1，ω两参数为定量时，只改变C0的值，R的值发生变化。当输入阻抗与输出阻抗不匹配时，可以在负载两端并联电容用于阻抗变换。所以，图2中，参数Cp起到阻抗变换的作用。

综上分析，根据超声雾化喷头在串联谐振时的等效电路图，利用RC串并联及等效阻抗变换的关系，可将超声雾化驱动电路（图2），转化为最基本的E类谐振逆变电路（图4）[14，18-19]。

依据上述假设（3），负载品质因数Q适中，则流过负载R的电流i为正弦波，故设负载电流i的值为：

式中i为负载电流，A；Im为负载电流i幅值，A；θ为负载电流i的初始相位角度，（°）；t为时间，s。

由图5知，在开关管S导通时，即在2（k+1）π-2πD≤ωt≤2（k+1）π期间，流过开关管S的电流iS可表示为：

式中iS为流过开关S的电流，A；il为流过扼流圈电感LRFC的电流，A。

当开关管S截止时，即在2kπ≤ωt≤2（k+1）π-2πD期间，流过开始管S的电流iS为零，瞬间转移到旁边的并联支路C上，其电流iC可表示为：

式中iC为流过并联电容C的电流，A。

此阶段，电容C两端的电压VS可以表示为：

式中VS为电容C两端的电压，V；C为并联电容，nF；t1为开关断开时间，s；D为占空比。

因电路工作在理想状态[22]，即当ωt1=2π（1-D）时，满足VS=0，dVS/dt1=0，代入上式可得到如下方程：

方程式（10）～（17）是依据上面超声雾化驱动电路的工作原理推导出来的：

式中VDC为输入电压，V；P为输出功率，W。

式中CS为负载电阻为R时的谐振电容，nF；l为剩余电感，mH；Q为负载网络品质因数。

式中LS为谐振电感，mH。

式中CP为阻抗匹配电容，nF。

式中CSS为谐振回路电容，nF。

为验证上述设计方法的可行性，对本课题组研制的频率为60 kHz，功率为15 W的超声雾化喷嘴试验[21]。超声雾化喷头的具体参数如下：

表1 60 kHz超声雾化喷头阻抗测试结果Table 1 Results of 60 kHz ultrasonic atomization nozzle impedance tests

此喷头的驱动电路设计指标：输入电压VDC为36 V；占空比D为0.39；喷头功率为15 W；品质因素Q为10。

依据上面的推导公式，分别求出各元器件参数:并联电容C为28.21 nF，谐振电感LS为0.686 mH，谐振电容Css为14.012 nF，阻抗变换电容CP为56.531 nF，扼流圈电感足够大，选取LRFC为8 mH。

4 仿真与调试

利用saber仿真软件构建本文所设计的超声雾化驱动电路的主电路,如图7所示。

图7 saber环境下的仿真电路图Fig.7 Circuit simulation under saber environment

图7中，电感、电容均为理想元器件，忽略其内阻。功率晶体管S选择IRF530作为开关管。在saber环境中，IRF530为理想模型，导通电阻为零，不考虑晶体管极间电容。但实际电路调试中，必须考虑晶体管极间电容及线路杂间电容，并联电容C是非常重要的参数之一，决定着电路是否处于最佳工作状态。若C为理想值时，当电容C所储存的电荷量在开关管S开通时，电荷量释放完毕，开关管S零电压导通，减少了开关管电压应力，如图8（a）、8（b）所示。若电容C值偏大，电容C两端电压上升速率与下降速率变慢，当电容C处于放电阶段时，在一定时间内不能完全将所储存的电荷量释放完，如图8（c）、8（d）所示，开关管处于非零点电压导通，增加开关管导通损耗，发热明显。同理，若电容C偏小，电容C两端的电压上升速率与下降速率变快，当C处于放电阶段时，电容C储存的电荷量提前释放完成，因场效应晶体管S内置反向二极管，为电流i1-i提供一条回路，且反向二极管钳位，当电流i1-i由负变为正时，此时，开关S仍处于断开状态，电流i1-i给电容C充电，形成了图8（e）、8（f）中的小尖峰。

谐振电感LS与谐振电容的CSS对电路也会产生影响，谐振电容CSS比理想值偏小（或谐振电感LS偏小）、谐振电容CSS比理想值偏大（或谐振电感偏大）对电路会产生不一样的影响。图8（g）、8（h）给出了谐振电容偏小的情况，如在调试中出现图中所示的情况，需要适当的增加谐振电容CSS的值。

以上讨论的只是单一变量的情况，然而在实际调试中，可能会出现多个变量因素的影响，可通过实际情况或者结合仿真软件，在仿真环境中改变变量的值，与实际波形对比。图9（b）中，给出了试验中理想状态下的负载电压波形图，并与仿真图9（a）对比，由此可见，实际波形图与仿真波形图基本一致。

图10（a）为基于E类谐振逆变的超声雾化主电路图，图10（b）为雾化效果图，从图中可以看出雾化效果明显。

图8 开关电压VS仿真波形与试验波形对比Fig.8 Comparison of simulated and experimental waveforms of the switch voltage VS

图9 负载电压V0仿真波形与试验波形对比Fig.9 Comparison of simulated and experimental waveforms of load voltage V0

图10 主电路与雾化效果图Fig.10 Figures of main circuit and atomization effect

5 结论

1）E类谐振逆变电路的关键部分是负载网络结构，通过选择适当的负载网络参数使晶体功率管两端的电压与流过晶体管的电流交错开来，即功率晶体管上的电流与电压不同时出现，开关损耗降低，提高了电路的效率。并且根据负载电压波形图可以得出，E类谐振逆变电路可以获得很好的正弦波电流。

2）在电路设计过程中，负载、功率、输入电压3个参数相互关联，若以喷头参数及功率作为已知条件，计算出输入电压为51 V，不符合喷头负载的驱动要求。因此，本文以喷头驱动电压36 V、功率15 W作为已知条件，通过添加阻抗匹配网络，完成超声波雾化电源的设计。

3）并联电容C两端的电压波形是判断电路是否处于理想状态的重要依据之一，本文研究了负载网络参数的变化对电路的影响，并提供了理想与非理想状态并联电容C两端的电压波形图，通过仿真波形与试验波形对比，结果基本一致，为电路调试提供依据。

[1]Rajan R,Pandit A B.Correlations to predict droplet size in ultrasonic atomization[J].Ultrasonics,2001(39):235-255.

[2]Kou Hao,Method for cleaning TFT-LCD glass substrate,US Patent 8945311B2[P].2015-03.

[3]徐振江.超声雾化器中皮尔斯晶振电路射极电感的稳频作用[J].天津理工学院学报，1992，(2)：61-65.

[4]Ishikawa J,Suzuki T,et al.New type of compact control system for frequency and power in megasonic transducer drive at 1 MHz [J].IEEE Industry Applications Conference,1998,3:1638-1643.

[5]Kuang Y,Jin Y,Cochran S,et al.Resonance tracking and vibration stablilization for high power ultrasonic transducers[J]. Ultrasonics,2014,54(1):187-154.

[6]Guan Qiangdong,Lei Song.Research and application on the frequency automatic tracking of ultrasonic power based on DSP [J].Proceedingsofthe2012InternationalConferenceonAdvanced Mechatronic Systems,2012:478-481.

[7]Li Qunming,Zhu Ling,Wang Fuliang.Design of ultrasonic generator based on DDS and PLL technology[J].High Density Packaging and Microsystem Integration,2007,1-4.

[8]李小雪，汪东，李平，等.基于DDS的超声换能器频率跟踪系统[J].压电与声光，2009，31(5)：692-694. Li Xiaoxue,Wang Dong,Li Ping,et al.Frequency tracing system for piezoelectric transducer based on DDS[J].Piezoelectrics& Acoustooptics,2009,31(5):692-694.(in Chinese with English abstract)

[9] 屈百达，韩志刚.一种换能器频率跟踪与振幅稳定方法的研究[J].压电与声光，2014，36(5)：845-848.

[10]翟伟翔，白焰，翟玲玲.智能化功率超声电源的研制[J].电力电子技术，2006，40(6)：65-67. ZhaiWeixiang,BaiYan,ZhaiLingling.Developmentofintelligent power ultrasonic power supply[J].Power Electronics,2006,40 (6):65-67.(in Chinese with English abstract)

[11]潘仲明，祝琴.压电换能器阻抗匹配技术研究[J].应用声学，2007，26(6)：357-361. Pan Zhongming,Zhu Qin.Study of impedance matching technology for piezoelectric transducer[J].Applied Acoustics, 2007,26(6):357-361.(in Chinese with English abstract)

[12]Lin F J,Wai R J,Lee C C.Fuzzy neural network position controller for ultrasonic motor drive using push-pull DC-DC converter[J].Control Theory and Applications,1999,146(1), 99-107.

[13]刘昌鑑.超声雾化栽培根系雾滴分布测试试验台设计及试验[D].镇江：江苏大学，2013. Liu Changjian.Research on Design and Test of Root Droplet Distribution Test Platform for Ultrasonic Atomization Cultivation [D].Zhenjiang:Jiangsu University,2013. (in Chinese with English abstract)

[14]Sokal N,Sokal A.Class E-A new class of high-efficiency tuned single ended switching power amplifier[J].IEEE Journal of Sold-State Circuits,1975,10(3):168-176.

[15]Raab F H,Idealized operation of the class E tuned power amplifier[J].IEEE Transactions on Circuits and Systems,1977, 24(12):725-735.

[16]Kazimierczuk M K,Puczko K.Class E tuned power amplifier with antiparallel diode or series diode at switch,with any loaded Q and switch duty cycle[J].IEEE Transactions Circuits,1989, 36:1201-1209.

[17]Kazimierczuk M K,Puczko K.Effect of the collector current fall time on the Class E tuned power amplifier[J].IEEE Journal of Sold-State Circuits,1983,18:181-193.

[18]Acar M,Annerma A,Nauta B.Analytical design equations for Class-E power amplifiers[J].IEEE Transactions Circuits,2007, 54(12):2706-2717.

[19]Ebert J,Kazimierczuk M,Class E high-efficiency tuned power oscillator[J].IEEE Journal of Sold-State Circuits,1981,16(2): 62-66.

[20]邱关源.电路（第5版）[M].北京：高等教育出版社，2006.5

[21]高建民，陆岱鹏，刘昌鑑，等.微型指数振子低频超声雾化喷头的研制及喷雾试验[J].农业工程学报，2014，30(4)：40-46. Gao Jianmin,Lu Daipeng,Liu Changjian,et al.Development and spray test of micro index low-frequency ultrasonic nozzle[J]. Transactions of the Chinese Society of Agricultural Engineering (Transactions of the CSAE),2014,30(4):40-46.(in Chinese with English abstract)

[22]Mury T,Fusco V F.Sensitivity characteristics of inverse class-E power amplifier[J].IEEE Transactions Circuits,2007,54(4): 768-778.

Development of low-frequency ultrasonic atomizing nozzle driving circuit with class E resonant inverter

Gao Jianmin,Xu Qiang,Tang Jing
（Key Laboratory of Modern Agricultural Equipment and Technology,Ministry of Education,Jiangsu University,Zhenjiang 212013,China)

Ultrasonic atomization atomizers are widely used in many fields with their excellent atomization properties. However,as a key part of ultrasonic atomization system,ultrasonic atomization nozzle driving powers are still costly, inefficient and unstable.In order to design an ultrasonic atomization driving circuit with high efficiency and low cost,a class-E resonant converter of high efficiency and low power dissipation was developed in this paper.The class-E inverter is a well-known resonant converter that can generate high-frequency sinusoidal current and has high power conversion efficiency.Only one transistor with a control circuit was used in the main power circuit,which made the class-E resonant converter high efficiency and low cost solution for low frequency ultrasonic atomization atomizers.The nozzle adopted in this paper was a novel micro index and low frequency ultrasonic nozzle whose parameters were as follows:input voltage 36 V,resonant frequency 60 kHz and output power 15 W.A class-E resonant inverter merged with the series resonance equivalent circuit of nozzle at its resonance frequency was used to drive the low-frequency ultrasonic atomizer at zero voltage switching.It was analyzed that the basic circuit structure,working principles and circuit characteristics of class E resonant inverter circuit under the optimal working condition.Additionally,a simplified model and merged model were respectively used to calculate waveforms and ideal parameters of this ultrasonic nozzle.The ideal parameters were validated based on the theoretical calculations and simulations conducted in saber software.However,the voltage waveform across the switch S was the key point to determine circuit performances.The shunt capacitor C，which was one of key parameters,was composed of the MOSFET output capacitance,the choke parasitic capacitance and the external shunt capacitance.When the value of the shunt capacitor C was properly designed,the energy stored in the shunt capacitor C discharged entirely just before the switch S turned on and the switch turned on at zero voltage.In this case,with less switching lost,the maximum power could be achieved.When the value of shunt capacitance C was larger than optimal value,the voltage rate of rise and fall across the shunt capacitance C decreased during the switch off and the switch voltage waveform did not reach zero prior to turn-on switching.Therefore,the switching losses occurred instantly when the switch turned on and the MOSFET may be burned out.In contrast,when the value of capacitance C was smaller than ideal value,the energy stored in the shunt capacitor C was discharged completely in advance.Furthermore,the MOSFET body diode turned on when the switch current was negative.Therefore,the turn-on switching losses and the large conduction losses of the body diode occurred at the same time.In order to verify the design method,a driving circuit of a 15 W ultrasonic atomization nozzle was built.The experimental results showed that the class-E resonant inverter could be succeeded in applying to drive the low-frequency nozzle and the circuit efficiency was 85%or more.The designed circuit was investigated as a good solution to drive the lowfrequency ultrasonic atomization nozzle.Additionally,experimental waveforms were in a good agreement with simulation results.From the waveform charts,we can obtain methods of the quantitative parameter adjustment to reach optimum condition.

nozzle;spraying;class E resonant inverter;optimal state;saber software

10.11975/j.issn.1002-6819.2016.06.011

S224.3

A

1002-6819（2016）-06-0082-07

2015-09-23

2016-01-25

国家自然科学基金资助项目（51275214）；江苏省自然科学基金资助项目（BK2011470）；江苏高校优势学科建设工程资助项目（苏财教（2011）8号）

高建民（1971－），男，江西吉水人，研究员，博士，主要从事超声精密喷雾技术研究，2010－2011年由教育部公派赴美国农业部研究院农业工程应用技术国家实验室研修（USDA/ARS）。镇江 江苏大学现代农业装备与技术教育部重点实验室，212013。Email：1000001903＠ujs．edu．cn