新型电流源型三相逆变器的软开关拓扑设计

吕志香，吕德刚

（1.扬州工业职业技术学院电气信息工程学院，江苏扬州　225127；2.哈尔滨理工大学电气与电子工程学院，黑龙江哈尔滨　150080）



新型电流源型三相逆变器的软开关拓扑设计

吕志香1，吕德刚2

（1.扬州工业职业技术学院电气信息工程学院，江苏扬州225127；2.哈尔滨理工大学电气与电子工程学院，黑龙江哈尔滨150080）

摘要：针对硬开关损耗大的缺陷，提出一种新型的应用于电流源型三相逆变器的软开关拓扑及其控制方法。对电流源型三相逆变器进行了系统的研究，包括数学模型的建立与分析，电流空间矢量控制技术，电流双向流动拓扑与控制，新型的软开关拓扑及其控制方法。提出了一种新型的应用于电流源型三相逆变器中的软开关拓扑，明确了其控制逻辑，分析其各个模态的电压电流特征和工作波形图。最后使用Matlab仿真软件在电流空间矢量控制下进行总体仿真，验证了拓扑及其控制方法的可行性和有效性，实现了开关的软化，降低了开关应力，并提高了效率。

关键词：电流源型三相逆变器；电流空间矢量；双向拓扑；软开关

0　引言

电力电子变换技术在工业自动化、智能交通、输电配电、节能降耗、环境保护治理等方面起到了巨大的推动作用[1]。特别是近年来随着世界各国工业和科技的迅速发展，电力电子变换技术正在快速更新，其对人类社会的影响与日俱增。在采用独立运行逆变器供电的应用场合中，随着用电设备的增加，对逆变器的功率等级与可靠性的要求也随之增高[2]。

国内在功率变流领域方面的研究起步较晚，与发达工业国家相比尚有较大的差距。迄今为止，国内外学者对电流源型三相逆变器的研究相对电压源型三相逆变器来说要少得多。在此背景下，本文对电流源型三相逆变器进行系统的研究包括：数学模型的建立与分析，电流空间矢量控制技术，电流双向流动拓扑与控制，新型软开关拓扑及其控制方法。该研究对提升我国电力电子装备技术具有重要的意义。

1　建模与分析

1.1d⁃q坐标系下逆变器的数学模型

图1为电流源型三相逆变器拓扑图，其中各参数的意义：C为输出的滤波电容；Usd，Usq为逆变器输出电压的d，q分量；isd，isq为逆变器输出电流的d，q分量；ω为d⁃q坐标轴的旋转角速度；L为直流侧大电感；Idc为直流侧大电感的电流；R为负载；Uin为输入直流电压；r为

输入侧串联电阻的等效值。

图1　电流源型三相逆变器拓扑图

以第6扇区为例分析，由电流源型三相逆变器的工作原理可得：

由逆变器的拓扑可得：

将电压和电流均进行d⁃q坐标变换，得到式（3）：

电流源型三相逆变器在d⁃q坐标系下的平均模型表达式如式（5）所示，结构框图如图2所示。

图2　电流源型三相逆变器结构框图

1.2电流源型三相逆变器的参数设计

由于三相逆变器采用PWM控制，而PWM有很多不同的调制方法[3]，通过这些PWM调制来控制输出电流ik(k =a,b,c)的相位和幅值。所以可以保证的是：保持逆变器输出电流接近正弦并且输出电流ik和电网电压uk同相。根据上述的理论说明可知，此时基波相移因数为1。功率因数的高低取决于上述两个变量的值，而这两个变量都可以尽量保证为1，所以功率因数也可以近似为1。据此便达到了获得高功率因数的目的。

为了在d⁃q坐标系下对整个三相逆变器系统进行分析以及对控制器进行设计，需要对逆变器的输出电压、电感电流、负载电流进行三相到两相的Clarke变换和旋转变换，得到d⁃q坐标系下控制系统的各控制量。

假设三相逆变器输出电流为三相对称，则可以得出三相电流各次谐波表达式如下：

式中：ina,inb,inc分别为a,b,c相电流的第n次谐波；inm为n次电流谐波的幅值；ω为基波角频率。通过计算可以得到各次谐波通过变换后在d⁃q坐标系下的分量为：

式中：ind和inq分别为第n次谐波经过变换后在d轴和q轴上的分量。

电流源型三相逆变器交流侧电流与开关函数成正比，当采用PWM控制时，由于开关函数中含有谐波分

量，因而逆变器交流侧电流中亦含有谐波分量。为了滤除交流电流中的谐波分量，电流源型三相逆变器交流侧必须设置滤波环节。LC滤波器是典型的无源滤波器，使用设计都比较简单，能满足基本需求，所以本文采用最简单的LC滤波器。

电流源型三相逆变器输出交流侧的滤波环节的谐波电流传递函数Gh()s可表示为：

其中：R为LC滤波环节的等效电阻；Isjh()s为电流源型三相逆变器输出电流谐波分量的拉氏变换量；Ipjh()s为电流源型三相逆变器输出电流谐波分量的拉氏变换量；电流源型三相逆变器交流侧LC滤波环节的传递函数呈现为二阶传递[4]。所以当设计LC滤波环节的参数时，首先必须要确定合理的LC滤波器的截止频率，以滤除PWM谐波，并有效地抑制低次谐波电流。另外，还必须使LC谐波器具有一定的阻尼比，以抑制网侧电流振荡。

由于PWM谐波主要分布在开关频率的整数倍频附近，因此LC滤波器设计必须充分考虑到开关频率点附近的谐波衰减，同时还必须确保足够大的基波增益。LC滤波器的自然振荡频率ωn和阻尼比分别为式（9）：

根据式（9）即可求取电流源型三相逆变器的滤波器相关参数L,C。权衡考虑，LC滤波器电容C的取值范围为：

其中：Idcmin为电流源型三相逆变器输入端直流电流最小值；Em为电流源型三相逆变器输出端电网电压的最大值（幅值）；Pe为电流源型三相逆变器输入直流端的额定功率；ωhmin为电流源型三相逆变器输出交流侧最低次谐波的角频率。

一旦电容C的值取值范围确定，即能根据截止频率求出电感L值，进而设计出电流源型三相逆变器输出滤波器的其他所需参数。

2　控制技术分析

2.1电流空间矢量控制

根据电流源不能开路的特性，任意时刻三相桥拓扑中必须保持有电流通路[5]，因此电流空间矢量的开关状态不同于电压空间矢量，三相逆变桥同一桥臂的上下桥臂功率器件的开关状态并不互补。电流空间矢量调制中，三相桥在任意时刻必须保持三个桥臂的上桥臂和下桥臂有且只有一个桥臂同时导通，根据这种组合规则可以得出9种开关状态。忽略电感上电流的脉动，认为直流电感上电流为恒值Idc，同时忽略输出端低通滤波器的作用，则9种开关模态对应的输出电流表如表1所示。

表1　所有开关模态

表1中：“0”表示开关ks关断；“1”则表示其开通；k =1，2，…，6。电流源型三相逆变器系统中，三相电流在空间上相差120°。

将9个基本电流矢量分别在轴上进行投影，可以得到9个基本电流矢量在α,β轴上的投影值如表2所示。

表2　电流基本矢量在α,β轴上的投影值

由于电感的存在，电感电流不能突变，否则会在电感两端感应出一个很高的电压，导致功率器件过压损坏。因此，任何时刻都必须保持三相桥上、下臂各有一个功率器件导通。实际中使用的功率器件并不是理想器件，有开通和关断的延迟，为了保持电感电流连续，空间矢量脉冲中必须加入相应的死区。实际电路中需要加入硬件死区电路。

2.2电流双向工作原理与分析

为了弥补传统拓扑只能实现电流单向流动的缺点，将该拓扑中串联的二极管用全控型开关管替代，可实现系统电流的双向流动，如图3所示。此拓扑适用于逆变器并网，可以视实际情况决定功率流的流动方向。

本文对电流源型三相逆变器的控制是基于该拓扑在d⁃q坐标系下的数学模型。该控制系统中，只采用了

电流单环控制，先对电网电压和并网电流进行采样，通过计算出此时电网电压的相位θ，然后对并网电流进行α⁃β/d⁃q变换，算出并网电流在d轴和q轴的分量，将d轴和q轴的电流作为反馈量分别与d轴和q轴的给定量作差，得到误差量，再通过PI运算得到系统d轴和q轴的控制量。当系统的输出功率越大时，同一桥臂中上、下桥臂直通的时间应该越长，而此时算出的idout为两个非零基本电流矢量作用的矢量和，其值越大，两个非零基本矢量的作用时间越长，相反零矢量作用的时间越短，因此这里应该将控制量取反，再加上一个偏移量作为d轴最终的控制量。最后进行d⁃q/α⁃β变换得到控制量在α⁃β坐标系下的分量，判断此时矢量所处的扇区，计算出各基本向量的作用时间，再根据脉冲产生的方法产生相应的脉冲波形，最后通过逻辑电路来产生最终的驱动脉冲。

图3　电流源型三相逆变器双向拓扑

本文采用同步旋转坐标系下的数学模型对系统进行控制，将直流侧电感电流作为系统d轴外环反馈，网侧电流作为系统内环反馈，控制器采用PI调节器[6]，当系统工作在反向工作状态时，电网向直流电源充电，本文采用的是恒流充电的模式，受控对象为直流侧电感电流。在同步旋转坐标系下，d轴控制变换器的有功分量，q轴控制变换器的无功分量。在反向工作的控制系统中，d轴采用双环控制，将直流侧电感电流作为d轴的外环反馈，交流侧三相电流的d轴分量作为内环反馈。q轴采用单环控制，通常为了使整流器工作在最大功率因数条件下，需要使系统的无功分量为零，因此q轴控制量恒取为零。

为了说明在并网状态下电流双向流动的拓扑与控制原理，本文通过Matlab软件进行仿真分析，见图4。

图4　正向逆变与反向整流仿真启动波形

由图4（a）可以看出，当系统工作在正向逆变时，三相电流与三相相电压同频同相，直流侧电感电流为正值，说明当系统工作在逆变状态时直流侧输出功率为正，直流侧向外输出功率。由图4（b）可以看出当系统工作在反向整流时，三相电流与三相相电压同频反相，直流侧电感电流为负值，说明当系统工作在整流状态时直流侧输出功率为负，电网通过系统向直流侧储能系统充电。

3　软开关设计与仿真分析

3.1新型软开关拓扑及控制原理

电流源型三相逆变器软开关电路拓扑如图5所示。L为主电路的大电感，在逆变器正常工作时，L上的电流仅有很小的纹波变化，近似于电流源。S1～S6是主电路的开关管，每个开关管均串联一个二极管，防止电流回流。Lr，Cr，VT1，VT2，VD1和VD2组成了软开关电路。

软开关电路的4种模态图,如图6所示。

（1）模态1：t0时刻之前S1和S6导通，此时是工作在A，C两相。在t0时刻，将VT1零电流导通，因为Lr的数量级很小，时间常数很小，A，C两相的负载电流快速换流到Lr和VT1的支路上，当Lr上的电流增加到与L电流相等时，负载电流降为0，为开关管的软开关切换提供了条件，iload=0, idc=iLr。

图5　电流源型三相逆变器软开关拓扑

图6　软开关电路的4种模态

（2）模态2：L继续给Lr充电，idc继续减小，iLr继续增大，电容Cr补充充电电流，直至Cr电压为0。因为Cr数量级也很小，所以这一过程持续时间很短。

（3）模态3：S6零电流关断、S2零电流导通，同时VT1关断、VT2零电流导通。因为A相进入了直通，直流电源通过S1和S2给Boost电感L充电储能，Cr被短路钳制，两端电压始终为0。同时，Lr的电流通过VD1和VT2快速放电，短时间内变为0，为VT2的零电流关断提供了条件。

（4）模态4：Boost升压结束后，因Cr两端电压不能突变，故S2零电压关断，VT2零电流关断。同一时刻S4零电压导通，进入A，B两相状态。L将能量释放到负载端，并且给Cr充电，Cr两端电压等于负载端电压，高于直流侧电源。

自此一个升压周期结束，实现了所有主开关管的软开关。B相和C相升压时原理同上。

3.2仿真试验与结果分析

VT2：t0。

在直通之前的极小段时间内，将VT1导通，直通时，将VT1关断同时将VT2导通，VT2与直通保持同步。

图7（a）为8个开关管驱动信号波形图。以第一扇区截图为例（最后一行波形N=1），S1恒通，S3和S5恒关断，S2，S4，S6交替导通，VT1在S2导通之前保持导通一段时间，即与S6同时导通一段时间，S2导通时将VT1关断、VT2导通，VT2与S2的开关逻辑保持一致。

图7　仿真试验结果

图7（b）为系统稳定时d⁃q分量图，说明系统达到了稳态，d⁃q两分量均保持在给定量附近，其中可以看到q分量为零。

图7（c）为三相逆变器输出电压波形，可以看出在加入软开关电路后，并未影响其输出稳定性。

图7（d）为软开关电路的效果图，从中可以清晰地看出：Iload为0时S2零电流导通，UCr为0时零电压关断；UCr为0时S4零电压导通；Iload为0时S6零电流关断。

4　结论

围绕电流源型三相逆变器进行系统的研究，提出了一种新型的应用于电流源型三相逆变器中的软开关拓扑，明确了其控制逻辑，分析其各个模态的电压电流特征和工作的波形图。在电流空间矢量控制下进行总体仿真，仿真结果验证了拓扑及其控制方法的可行性。软开关电路的加入，基本实现了预期的功能，使主开关管能够实现软化；但是仍然存在一个问题：增加的两个辅助开关管，VT1的导通、VT2的导通和关断，可以实现软化，但是VT1不能实现软开关关断。相当于以牺牲一个辅助开关管关断损耗为代价，换取了大功率主开关管的开关状态软化。由于新型软开关拓扑中辅助开关管不能实现完全软化，后续工作还可以进一步研究，使得所有开关管都能工作在软开关状态。

参考文献

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吕德刚（1976—），男，辽宁丹东人，副教授。研究方向为电机及驱动控制。

Design of new soft switching topology for three⁃phase current source inverter

LÜ Zhixiang1，LÜ Degang2
（1. School of Electrical and Information Engineering，Yangzhou Polytechnic Institute，Yangzhou 225127，China；2. School of Electrical and Electronic Engineering，Harbin University of Science and Technology，Harbin 105580，China）

Abstract：For the hard switching has the defect of large loss，a new soft switching topology applied to three⁃phase current source inverter and its control method are proposed. The three⁃phase current source inverter is studied systematically，in which the establishment and analysis of the mathematical model，current space vector control technology，current bidirectional flow to⁃pology and control，and new soft switching topology and its control method are studied. A new soft switching topology applied to three⁃phase current source inverter is proposed，and its control logic is determined. The voltage and current characteristics and working oscillogram of each modal are analyzed. The overall simulation under current space vector control is conducted with Mat⁃lab simulation software. The feasibility and effectiveness of the topology and its control method are verified. The method can realize soft switching，reduce the switching stress，and improve the efficiency.

Keywords：three⁃phase current source inverter；current space vector；bidirectional topology；soft switching

作者简介：吕志香（1979—），女，江苏东台人，工学硕士，讲师。研究方向为电力电子与电力传动、高等职业教育。

基金项目：江苏省十二五高等学校重点专业建设项目（苏教高〔2012〕23号）

收稿日期：2015⁃06⁃10

doi：10.16652/j.issn.1004⁃373x.2016.01.041

中图分类号：TN710⁃34；TM461

文献标识码：A

文章编号：1004⁃373X（2016）01⁃0157⁃06