混合多电平逆变器功率均衡分布的研究

王源汇 南余荣

(浙江工业大学 信息工程学院，浙江 杭州 310023)

0 引言

混合多电平逆变器在级联单元数相同时能够输出更多电平数，具有更好的电压波形，减少输出总谐波畸变(Total Harmonic Distortion)。凭借这些优势，混合多电平逆变器在有源电力滤波器、高压大功率电机等领域得到越来越多的应用。拓扑中采用不同结构或者相同结构不同开关器件或不同电压比的逆变器称为混合不对称多电平逆变器［1-2］。

通常，飞跨电容式多电平逆变器，二极管钳位式逆变器，H桥逆变器以及相互间的组合构成了混合不对称多电平逆变器。混合不对称多电平逆变器相比传统的多电平逆变器，采用不同直流电压比时输出更多电平数的电压;高低压单元采用不同的开关管如低压高频单元采用IGBT，而高压低频单元采用GTO(Gate turnoff thyristor)，提高了系统的稳定性，减少了系统的损耗［3-4］。

混合不对称多电平逆变器采用混合调制方法，相比传统级联多电平逆变器，在相同单元数时输出电压得到明显改善。混合多电平逆变器的调制思想:在不同直流电压比时，高压单元采用基频的方法，输出主要电压和有功功率，低压单元则采用高频的PWM 调制，改善输出波形［5-6］。

本文对采用传统调制策略，特别是低调制比时的多电平逆变器各单元输出电压及功率分布进行分析。同时通过对比较电平的取值进行分析，在此基础上提出一种新的调制方法，使高压单元在低调制比时依然能够有效地输出电压，使功率分布不均衡的状况得到改善。

1 混合不对称多电平逆变器

目前已有的混合不对称多电平逆变器由H桥、二极管钳位式、飞跨电容式、半桥等组合构成［7-8］。各种拓扑具有不同的优缺点，考虑到级联单元数、输出电压电平数等因素，图1为本文构建的采用不同电压比的三单元混合不对称多电平逆变器。

图1中的Ed2，Ed3高压单元为传统H桥结构，低压直流单元Ed1采用二极管钳位式逆变桥，采用不同电压比不同结构的三单元组成混合不对称多电平逆变器。

各个单元在采用不同电压比时，输出电压电平数会不同。如果每一个功率单元输出的最大电平数为mj，则各功率单元直流侧电压按下式设置时［9］:

可以得到最多的输出电平数:

但过大的电压比使得合成输出电压产生跳变，含有大量谐波。为避免输出电压跳变，能够采用高频PWM调制，则混合不对称多电平逆变器各独立直流电源电压比均为整数比，满足以下限制［10-11］:

式中Vj表示第j个单元的直流电压。

在(3)式的范围内，混合多电平逆变器采用不同直流电压比，高压单元输出电压占相电压基波电压的比值也不相同［12］。当高压单元输出基波电压超过参考信号基波电压，系统产生功率倒灌问题，降低系统效率［13］。如图2 所示。

由图2可见，最高压单元输出电压基波不超过参考电压基波的条件:

图1 三单元混合不对称多电平逆变器

图2 不同直流电压比时高压单元基波电压

在混合调制策略中，高压单元采用比较电平的方式输出合成电压，因此，比较电平的选取对于合成电压的输出有较大的影响。同时比较电平的选取会对系统过调制产生影响，过调制使得低压单元在一些时间间隔内不能合成参考信号［14-15］，从而影响输出电压的谐波含量。比较电平的选取可以用下式表示:

式中ψj表示第j个单元的比较电平。

而传统的混合调制策略在全调制比内采用固定值的比较电平:

2 混合调制策略

2.1 多电平逆变器传统调制策略

基于输出电压电平数和功率倒灌的考虑，三单元混合不对称逆变器采用 V1∶V2∶V3=1∶1∶2 的电压比。

设输出相电压的参考电压为:

式中m为调制比，0≤m≤1。

单元3在传统调制策略下输出三电平电压，傅里叶表达

式为:

次高压单元的输出电压傅里叶表达式为:

单元1的输出电压为:

在传统的混合调制策略中，采用常值的比较电平与参考电压信号比较输出合成电压。在低调制比时，高低压单元输出功率分布不均衡尤为明显。如图3所示。

图3 不同调制比下各单元输出电压(V1∶V2∶V3=1∶1∶2，ψ2=1，ψ3=2)

由图3中，在调制比 ma=0.5时，最高压单元输出电压为零电压，其余单元均输出有效电压，此时各单元功率输出分布明显不均衡。当 ma=0.7 时，各单元均正常输出电压，功率分布较均衡。

由式(5)，比较电平可以在一定范围内变化。对于不同的直流电压比，比较电平的变化范围也随之改变。

表1中可以看到，在满足式(3)直流电压比的情况下，比较电平的变化范围随着电压比的不断增大而减小，当直流电压比为式(3)中最大比值时(即V1∶V2∶V3=1∶2∶6)，比较电平的选取只有一种情况。当三单元混合逆变器直流电压比 1∶1∶1≤V1∶V2∶V3≤1∶1∶3 时，比较电平ψ2和ψ3在式(5)的范围内变化。

三单元混合多电平逆变器中，比较电平ψ2、ψ3分别可以在［0…1］、［0…2］内变化，而比较电平在此间隔范围内变化对输出电压的影响，如图4所示。

表1 三单元混合逆变器不同直流电压下比较电平的范围

图4 比较电平对输出电压谐波的影响

图4 中，调制比一定时，表1间隔内变化的比较电平对输出电压谐波的变化非常小。因此，在调制比一定时，通过改变比较电平的大小，在不影响输出畸变的情况下，调节单元的输出电压，改善单元的功率分布不均衡。在低调制比时，减小比较电平ψ3的取值，高压单元可以输出更高的基波电压和功率，调节功率的均衡分布。

由上文分析，比较电平变化，在不影响输出电压谐波畸变的同时，可以调节单元的输出功率。

2.2 新型混合调制策略

因此，提出一种新的调制方法，在不同调制比时，通过改变比较电平的取值，调节各单元的输出功率，使各单元在全调制比范围内均能输出电压，改善各单元功率分布不均衡的问题。

通过式(6)、(7)，高压单元输出功率比为:

图5 功率单元线性输出时的比较电平

上式中，最高功率单元输出功率在相有功功率流动中占63.36%。次高压功率单元及低压单元输出有功功率分别达到相有功功率的 23.52%和13.12%。

在全调制范围内，通过不断调整比较电平的取值，使混合多电平逆变器各功率单元在任何调制比时，均能保持功率均衡的线性输出。图5中，在全调制范围内，各单元功率输出分别为63.36%，23.52%，13.12%时的比较电平。

3 多电平逆变器仿真验证

为验证新提出的调制方法的正确性，本文通过MATLAB/Simulink进行仿真验证。采用混合不对称多电平逆变器拓扑，直流电压比V1∶V2∶V3=1∶1∶2;正弦调制波频率为50 Hz，三角载波频率为4 000 Hz。

当 调制比ma=0.4，采 用传统常值比较电平的混合多电平逆变器，其高压单元输出电压，波形如图6(a)所示，在传统调制策略下，输出电压为零电压，导致输出功率分布不均衡。系统总谐波畸变如图6(b)所示。而采用新调制方法的高压单元输出如图7(a)，单元仍线性功率输出，各单元间功率输出比成线性。

图6 仿真输出波形

图7 仿真输出波形

图8 仿真输出波形

当调制比ma=0.8时，新的调制策略的合成输出电压与采用传统调制策略的合成输出电压相比，高压单元功率输出占比有所提高，有利于各单元保持功率均衡。如图8所示。

4 结束语

针对采用传统调制策略的混合多电平逆变器各单元输出功率，特别是低调制比时，功率分布失衡的问题。本文在混合不对称多电平逆变器调制策略上做出改进:

(1)新调制策略并不改变输出电压谐波畸变。

(2)在全调制比范围内，改变比较电平的取值从而调节输出单元功率分布的新调制策略。

仿真结果表明，各单元输出功率随调制比成线性变化。新调制策略可以有效的均衡各单元功率分布。

从仿真验证的结果可以看出，新调制策略下，相合成输出电压并没有变化，单元功率分布呈线性关系;单元间内部功率流动将发生较大的变化。因此对低压单元的开关损耗及钳位电压的影响需要进一步的研究。

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