一种用于光伏逆变器的新型功率解耦电路

杨晓光 姜龙斌 冯俊博 孙传杰 梁昊天

（河北工业大学电磁场与电器可靠性省部共建重点实验室 天津 300130）

0 引言

在单相光伏并网发电系统的实际应用中，光伏逆变器的输出功率因数接近 1，其输出电流的波形与电网电压波形同频同相，输出脉动功率的频率两倍于电网的频率。然而，光伏阵列一般要求运行于最大功率点，在一个电网周期内，光伏阵列的输出功率基本恒定。因而光伏逆变器的输入不能直接与光伏阵列连接。对于上述问题，传统的解决方法是在逆变器的输入端并联解耦电容，一般使用电解电容作为解耦电容。单相光伏并网逆变器的直流母线电压约为 400V，其解耦电容一般为 0.5mF/kW[1]，当功率级别较大，直流母线上的附加电压过大时，需要将电解电容串联以满足耐压要求；但电解电容的串联使得其容量减小为原来的一半，为了满足容量要求电容器的数量增加为原来的4倍。整个光伏逆变系统中解耦电容的体积、重量和成本都是相当可观的。为了减小解耦电容，目前已经出现了多种功率解耦方法[2]。

文献[3]提出了一个具有功率解耦电路的反激型单相微型逆变器，该电路在传统反激式逆变器的基础上增加了一个解耦电容和一个开关管。该逆变器在工作过程中，光伏阵列发出的能量首先充到反激变压器中，然后释放到解耦电容中。随后，存储在解耦电容中的能量传递到反激变压器再注入电网。因此，解耦电路需要处理光伏阵列发出的全部能量。在一个输入直流电压为 35V，输入功率为100W的样机中，解耦电容为40μF，解耦电容两端的平均电压82V，其纹波电压峰峰值为58V。

文献[4]提出一种高频隔离型光伏并网逆变器。它由移相全桥软开关电路、Buck电路和全桥逆变器构成。移相全桥电路将光伏电池板输出的电压升高至约 475V，Buck电路工作于电流模式产生正弦半波电流，最后由全桥逆变器进行工频逆变产生正弦电流将其注入电网。该逆变器的输入直流电压为28～45V，最大输入功率为 150W，解耦电容为8.2μF。当输出功率为120W时，解耦电容两端的平均电压约为475V，其纹波电压峰峰值为150V左右。

文献[5]提出一种用于光伏微型逆变器的三端口反激拓扑，其中一个端口专门用来实现功率解耦功能，解耦电容只需存储光伏阵列的过剩能量。同时，解耦电容还能起到吸收电容的作用，即回收变压器漏感能量。对于一个输入直流电压为60V，输出交流电压为 110V/60Hz，额定功率为 100W的微型逆变器样机来说，解耦电容为46μF。当输出功率为110W时解耦电容两端的平均电压为150V，其纹波电压峰峰值为41V。

本文提出一种用于单相光伏逆变器的功率解耦电路。该解耦电路独立于逆变器的拓扑和工作模式，控制简单。在减小解耦电容容量的同时降低了解耦电容的耐压，从而减小了逆变器的体积和成本。

1 新型功率解耦电路的结构和工作原理

1.1 新型功率解耦电路的结构

图1 新型功率解耦电路Fig.1 The proposed power decoupling circuit

本文所提出的功率解耦电路拓扑如图1所示，包含电容C1、C2、C3，电感Ldec和开关管 Q1、Q2。功率解耦电路位于逆变器的输入端，不依赖于逆变器的拓扑。其中，电容C3并联于直流母线的两端，电容C1和C2串联后并联在直流母线两端，由开关管 Q1、Q2与电感Ldec组成的双向 Buck/Boost电路将电容C1和C2连接起来，使得电能可以在电容C1和C2之间双向传递。

1.2 新型功率解耦电路的工作原理

电容C2的容量较大，主要用来储存光伏电池板的过剩电能。通过电容C2对电能的储存与释放来实现逆变器输入输出之间的功率解耦。电容C1的容量较小，其主要作用是:①与电容C2进行电能的传递，实现C2对电能的储存与释放；②降低C2的所承受的电压，如前所述，在较大功率的情况下实际上减小了所用电容的个数。电容C3的容量也很小，其作用是保证母线电压的稳定，降低电容C1和C2的取值。通过控制开关管Q1和Q2使电容C2的电压有较大的变化，从而使之能传递更多的电能；并同时控制直流母线电压UDC基本恒定（波动量为±2%）。

逆变器的工作模式有两种，取决于光伏阵列的输出功率与逆变器输出的瞬时功率的比较。解耦电路的工作过程如图2所示。其中PPV是光伏阵列发出的功率，ug和ig分别是电网电压和电流。解耦电容C2的最小电压和最大电压分别为uC2(min)、uC2(max)，其平均电压为Um＝(uC2(max)+uC2(min))/2，iLdec是解耦电感Ldec中的电流。当来自光伏阵列的输入功率PPV大于逆变器的输出功率po时，解耦电路工作在充电模式（模式Ⅰ）。在这个模式中，来自光伏阵列的过剩电能（光伏阵列提供的电能减去逆变器输出的电能）主要储存于解耦电容C2中。当PPV＜po时，解耦电路工作在放电模式（模式Ⅱ）。在这个模式中，解耦电容C2将储存的部分电能逐渐释放出来，以补充光伏阵列不足的电能（逆变器输出的电能减去光伏阵列提供的电能）。这样，光伏阵列输出的功率PPV可以保持恒定。

图2 新型功率解耦电路的主要工作波形Fig.2 Key waveforms of the proposed power decoupling circuit

下面对新型功率解耦电路的工作模式进行分析。

模式Ⅰ:在这个模式中，每个开关周期内，解耦电路的工作过程可以分成两个阶段。

阶段 1:如图 3a所示，开关管 Q1导通，开关管Q2关断。电容C1向电感Ldec充电，电感电流iLdec增加。

阶段 2:如图 3b所示，开关管 Q1关断，开关管Q2导通。电感Ldec向电容C2充电，电感电流iLdec减小。

在此模式中，电容C1的电压逐渐减小，电容C2的电压逐渐增加，同时保持直流母线电压恒定，光伏阵列的过剩能量与电容C1释放的能量均存储在电容C2中。

图3 解耦电路工作模式ⅠFig.3 Operating modeⅠof the proposed power decoupling circuit

模式Ⅱ:与模式Ⅰ相似，此模式也可以分成两个阶段。

阶段 1:如图 4a所示，开关管 Q2导通，开关管Q1关断。电容C2向电感Ldec充电，电感电流iLdec增加。

阶段 2:如图 4b所示，开关管 Q2关断，开关管Q1导通。电感Ldec向电容C1充电，电感电流iLdec减小。

在此模式中，电容C1的电压逐渐增加，电容C2的电压逐渐减小，同时保持直流母线电压恒定，电容C2释放出来的能量一部分转移到电容C1中，另一部分补充光伏阵列的不足能量。

图4 解耦电路工作模式ⅡFig.4 Operating modeⅡof the proposed power decoupling circuit

通过以上分析可知，电容C2的主要作用是进行能量的存储与释放以实现逆变器输入与输出之间的功率解耦。电容C1的电压叠加在电容C2的电压上来维持直流母线电压的稳定。该结构使解耦电容C1和C2的最大电压均低于直流母线电压。电容额定电压的降低可以减小电容的体积和成本。

2 新型功率解耦电路的设计

2.1 电容C1的设计

如图 2所示，在t2～t3时间段内，光伏阵列发出的过剩电能为PPVω[6,7]，其中PPV表示光伏阵列的输出功率，ω表示电网电压角频率。解耦电容C2的电压在t2和t3时刻分别达到最小电压uC2(min)和最大电压uC2(max)。t2～t3时间段内，解耦电容C2增加的能量为

解耦电容C1增加的能量为

其中，电容C1在t2和t3时刻的电压分别为uC1(t2)＝UDC-uC2(min)，uC1(t3)＝UDC-uC2(max)。

根据能量守恒原理，太阳电池板发出的过剩能量等于解耦电容C2增加的能量与解耦电容C1增加的能量之和，即

联合式（1）～式（3），整理可得

将电容C2的平均电压Um＝(uC2(max)+uC2(min))/2和其电压波动量ΔU=uC2(max)-uC2(min)代入式（4）可得

式中，ΔU＞0，UDC-Um＞0。

由式（5）可知，在PPV、ω、ΔU、UDC和Um固定的情况下，电容C1越大，电容C2也越大，反之亦然。因此为了减小所需电容的容量，电容C1的取值越小越好。但是，电容C1的取值还应保证解耦电路稳定工作。

2.2 电容C2的设计

解耦电容C2的取值与其工作时的最小电压uC2(min)和最大电压uC2(max)有关。

从式（4）中可以看出，在其他参数固定的情况下，电容C2工作时的最大电压uC2(max)越大，C2的容量越小。因此，为了减小解耦电容C2的容量，解耦电容C2最大工作电压uC2(max)越大越好。

在电容C1和C2之间的功率解耦变换器是一个双向Buck/Boost变换器，其升压比为

式中，电容C1的最小电压uC1(min)＝UDC-uC2(max)。根据双向Buck/Boost变换器所能达到的最大升压比可以确定解耦电容C2工作时的最大电压uC2(max)。

解耦电容C2工作时最小电压uC2(min)的取值必须保证解耦电路稳定工作。下面来讨论解耦电容C2最小电压uC2(min)的取值。

图2中，电网电压和入网电流分别表示为

式中，Um和Im分别表示电网电压和入网电流的最大值，ω＝2π/Tline，Tline是电网电压的周期。逆变器输出的瞬时功率可表示为

光伏阵列的过剩功率等于电容C1和C2的输入功率，可得

由式（9）、式（10）结合uC1+uC2＝UDC，可得

在[t2,t3]时间内，光伏阵列的过剩功率PPVcos2ωt≥0，电容C2的电压逐渐增加，那么duC2/dt≥ 0 ，根据式（11）可得，在[t2,t3]时间内(C1+C2)uC2-UDCC1≥ 0 ，因此，解耦电路稳定运行的条件为

解耦电路稳定运行的临界条件为

当电容C1的取值和C2的最大电压uC2(max)确定后，求解由式（4）和式（13）组成的方程组可以得到电容C2的最小取值。

2.3 电容C3的设计

电容C1和电容C2串联后的等效电容值为C1∥C2。等效电容C1∥C2的作用是滤除直流母线上的高频纹波。如果等效电容C1∥C2很小，直流母线上的高频纹波电压会很大，这种情况下可以在直流母线两端再并联一个电容C3。

在一个开关周期中，假设光伏阵列的过剩能量PPVTs全部由电容C1、C2和C3储存，这部分能量在直流母线上引起的电压波动量为Δu。据此可得

式中，Ts是后级逆变器的开关周期。

电容C3的最小取值为

2.4 设计实例

下面对一个额定功率为1kW，直流母线电压为400V，输出电压频率为50Hz的光伏系统进行新型功率解耦电路的参数计算。考虑到解耦电路的稳定工作，本文取电容C1＝22μF。

根据式（4）可得如图5所示的曲线关系，图5给出了电容C1＝22μF，解耦电容C2最大电压uC2(max)分别为280V、300V、320V和340V时，解耦电容C2工作时最小电压uC2(min)与解耦电容C2容量之间的关系。由式（4）和图5可知，解耦电容C2工作时的最大电压uC2(max)越大越好。

图5 解耦电容C2的容量与其工作时的最小电压uC2(min)之间的关系Fig.5 Decoupling capacitance(C2) versus its minimum operating voltage(uC2(min)) at its different maximum operating voltage(uC2(max))

另一方面，从式（6）中可以看出，解耦电容C2的最大电压u C2(max)越大，解耦变换器的升压比n越大，要求开关管 Q1的占空比D也越大。但是，由于寄生参数的影响，功率解耦变换器的升压比n并不能随占空比D的增加而无限增加，而是当占空比D超过某一值后，其升压比n和效率会随占空比D的增加而减小[8,9]。因此，设计时需要在解耦电容C2最大电压uC2(max)和开关管Q1的占空比D之间进行折中。本文取开关管 Q1的占空比D＝0.8，相应地，升压比n＝4，C2工作时的最大电压uC2(max)＝320V。

根据式（13），得到图6中虚线所示的曲线。虚线右上方区域为解耦电路稳定运行的区域。图6中实线表示电容C1＝22μF，解耦电容C2最大电压uC2(max)＝320V时，解耦电容C2的取值与其工作时的最小电压uC2(min)之间的关系。

图6 新型功率解耦电路的稳定工作点Fig.6 Stable operation area of the proposed power decoupling circuit

由图6可以看出，在满足解耦电路稳定运行的条件下，解耦电容C2的容量可取较小的值，临界最小取值在实线与虚线的交点 A点处取得（A点处C2为 88.4μF）。为了使解耦电路远离不稳定工作区域，本文将解耦电路的参数设置在 B点，即C2＝136μF，uC2(min)＝228V。相应地，电容C1的最大电压uC1(max)＝UDC-uC2(min)＝172V。

在输入直流电压400V，纹波电压峰峰值±2%，1kW的情况下，将新型功率解耦电路与传统的功率解耦方式（并联大容量电容器）就解耦电容容量和耐压进行对比，见下表。其中新型功率解耦电路工作时的最小电压和最大电压分别设置为 228V和320V。

表 新型功率解耦电路与传统功率解耦方式对比Tab. New power decoupling circuit versus conventional power decoupling method

从表1中可以看出，对于传统的功率解耦方式，所需的解耦电容为 500μF/kW；采用新型功率解耦电路，所需的解耦电容为 180μF/kW，解耦电容的容量减小了 64%，并且储能电容C2的耐压降压了20%。

由于电容C1和电容C2串联后的等效电容值为18.9μF，根据式（15），本文选择C3=22μF。

解耦电容的容量与逆变器功率等级之间的关系如图7所示。从图7中可以看出，随着功率等级的增加，采用新型功率解耦电路所节省的电容容量也不断增加。节省出来的体积和成本可以用来补偿由解耦电路所带来的体积和成本的增加。该新型功率解耦电路适合于功率等级较大的场合。

图7 解耦电容的容量与功率等级之间的关系Fig.7 Relationship between decoupling capacitance and power rating

3 新型功率解耦电路的控制

要实现解耦电路的稳定运行需要控制直流母线的电压与解耦电容C2的平均电压。解耦电路的控制策略如图8所示。直流母线电压的控制由直流母线电压外环和解耦电路电流内环构成，解耦电路的电流参考由控制直流母线电压的控制外环产生。

图8 控制策略示意图Fig.8 Control strategy diagram

直流母线电压的控制过程如下:采样直流母线电压uDC，经低通滤波器LPF2滤除高频分量后得到直流母线电压信号uDC1，直流母线电压信号uDC1与直流母线电压参考UDC_ref之差经过比例调节器后得到解耦电路的输入电流参考信号i*。采样开关管Q1的电流iQ1，经低通滤波器LPF3和比例调节器后得到解耦电路的输入电流信号i′。解耦电路的输入电流参考信号i*与解耦电路的输入电流信号i′作差再经PI调节后送入比较器与三角载波进行比较，比较器的输出作为开关管 Q1的驱动信号，Q2的驱动信号与Q1的相反。

由前述设计过程可知，解耦电容C2的平均电压Um必须稳定在设定值（Um＝(uC2(max)+uC2(min))/2）左右。但是实际上，在逆变器的启动过程结束后，解耦电容C2的平均电压Um不一定恰好等于理论值。在逆变器的工作过程中，由于导通损耗和开关损耗造成逆变器的输入和输出功率之间的不平衡也会使得解耦电容C2的平均电压Um不断下降或者不断上升，解耦电路可能会因此出现故障甚至由于功率器件的过电压而损坏[10]。

为了控制解耦电容C2的平均电压Um稳定在理论值左右，需要加入解耦电容C2的平均电压Um控制环路。具体来说，检测解耦电容C2的电压，经低通滤波器LPF1滤除交流分量后得到解耦电容C2的电压平均值UC2(AV)，解耦电容C2的平均电压参考UC2_ref与其实际值UC2(AV)之差经比例调节器后加入到直流母线电压信号uDC1中用来调整电流参考信号i*。当解耦电容C2的电压平均值UC2(AV)低于其参考值时，电流参考信号i*增大，解耦电路向解耦电容C2传递的功率增加而解耦电容C2输出的功率减小，解耦电容C2的电压平均值UC2(AV)升高；当解耦电容C2的电压平均值U C2(AV)高于其参考值时，电流参考信号i*减小，解耦电路向解耦电容C2传递的功率减小而解耦电容C2输出的功率增加，解耦电容C2的电压平均值UC2(AV)降低，从而保证了解耦电容C2的电压平均值的稳定。

4 仿真结果

本文利用 Saber软件对所提出的功率解耦电路进行仿真研究。仿真电路的参数如下:直流母线电压为400V，逆变器的输出电压为220V/50Hz，逆变器的输出功率为 1kW。解耦电容C1和C2分别为22μF和 136μF，电容C3为 22μF，解耦电路中的电感Ldec为 500μH，解耦电路的开关频率为 80kHz。逆变器采用全桥逆变器，其开关频率为 20kHz，滤波电感Lf为2mH，滤波电容Cf为4.7μF。图 9给出了仿真结果的主要波形。

图9 仿真结果Fig.9 Simulation results

如图9所示，逆变器的输出电流是正弦波形，解耦电容C2的最小电压uC2(min)和最大电压uC2(max)分别为232V和317V，其电压波动量ΔU为85V，平均电压Um＝274.5V。直流母线电压的最大和最小值分别为 408V和 391V，直流母线平均电压为399.5V，电压纹波为±2%。

理论分析时，电容C2的电压波动量ΔU为92V，而仿真结果中，电容C2的电压波动量小于理论值，这是由于直流母线电压存在波动，使得电容C3存储一部分能量造成的。

5 结论

本文提出了一种用于光伏逆变器的新型功率解耦电路。该电路可以在保证母线电压稳定于 400V左右的同时减小解耦电容的容量。所提出的功率解耦电路还可以降低解耦电容的耐压，使其耐压低于直流母线电压，进一步降低了逆变器的体积和成本。此外，所提出的功率解耦电路独立于逆变器的拓扑和工作模式，适合于功率等级较大的场合。

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