改进型数字无桥PFC变换器的研制
2015-10-30于田芬陈延明
于田芬,韦 熹,王 飞,陈延明
(广西大学 电气工程学院,南宁 530004)
0 引言
功率因数校正(PFC)技术是降低电网谐波污染,提高开关电源功率因数的关键技术[1]。现有的PFC技术主要通过整流桥实现前级AC/DC转换,再进入PFC校正环节。在大功率应用场合,整流桥中的二极管带来的通态损耗将大大影响系统的效率。不带整流桥的无桥PFC电路作为一种高效率的拓扑结构受到国内外学者的广泛关注[2]。很多文献提出了各种不同的无桥拓扑,其中最具有代表性的拓扑是双Boost PFC(DBPFC)拓扑、双二极管式无桥(2d DBPFC)拓扑和图腾柱无桥拓扑[3]。其中,2d DBPFC拓扑在实际应用中最为广泛,其EMI性能更好,控制更简单[4]。为了进一步降低半导体的通态损耗,提高系统的效率,本文提出将2d DBPFC拓扑中的续流二极管用MOSFET代替。
随着数字控制技术的迅速发展,数字控制电路以其高精度、高可靠性、低成本和调试简单等显著优点成为开关电源的设计趋势[5]。大部分传统PFC的数字控制策略都可以直接应用到无桥PFC的数字控制中,过去提出的控制方法主要有:峰值电流控制、平均电流控制和单周期控制。平均电流模式作为目前最成熟的控制方法,不需要斜坡补偿、容易实现均流、抗干扰能力强、能对电感电流进行精确控制,应用广泛[6]。本文使用TI公司生产的TMS320F2812,采用平均电流控制策略对无桥PFC进行数字控制,将2d DBPFC和改进型无桥PFC进行对比,验证了理论分析的正确性。
1 改进型无桥拓扑和数字控制方案
1.1 改进型无桥拓扑
图1 2d DBPFC主电路拓扑
图2 改进型无桥PFC主电路拓扑
图1和图2分别给出了典型的2d DBPFC和改进型无桥PFC的主电路拓扑,2d DBPFC虽然能抑制系统的共模噪声,但是由于电流通过二极管流向电源负端,而二极管两端的电压降高于开关管两端的电压降,所以其导通损耗比DBPFC拓扑要高,为了提高系统的效率,本文将回路中的续流二极管D3和D4用MOSFET Q3和Q4取代,在输入电压正半周,Q4导通,在输入电压负半周,Q3导通,为输入电流提供回路。
图3 基于TMS320F2812控制的改进型无桥功率因数校正电路
无桥功率因数校正电路可以看成两个传统Boost PFC电路的叠加,在输入电压正负半周内,电路分别通过不同的回路构成Boost PFC电路,输入电流和输出电压通过MOSFET Q1(正半周)和Q2(负半周)进行调节。其正负半周状态的工作原理可以参照传统的Boost PFC电路的工作原理来分析。
1.2 数字控制方案
图3中的黑色框内是由具有高速采样范围和广泛工业应用的TMS320F2812芯片实现的改进型无桥PFC的控制电路的原理图。选用平均电流模式控制策略,包括电压外环控制器和电流内环控制器,控制的主要目的是:1)稳定输出电压UO;2)控制输入电流Iin的波形,使其跟踪输入电压波形,从而实现功率因数校正的目的。
数字控制器主要完成控制变量(输入电压Uin、输入电流Iin和输出电压UO)的采样,控制算法(电压有效值、PI调节器、乘法器)的计算和PWM驱动信号(T1PWM、PWM3、PWM4)的产生。开关管Q1和Q2由同一个驱动信号T1PWM控制,开关管Q3和Q4分别由PWM3和PWM4控制在输入电压正负半周导通。
基于TMS320F2812设计的程序流程图如图4所示,包括主程序流程图和中断程序流程图。
图4 程序流程图
2 电路设计
装置的参数设计要求如下:
输入电压:9 0~2 7 0 V A C,输出电压:330V*(1±1%)V;
开关频率:60KHz,输出功率:300W;
功率因数:≥0.98,效率:≥95%;
2.1 主电路参数设计
在本设计中,电感电流处于连续导通模式,且允许电感电流有20%的纹波波动,在满足允许的最大电感电流纹波的前提下,选取对称电感L1、L2值为330uH。以满足36ms的维持时间和耐压要求,选取输出滤波电容C为330uF/450V的电解电容。开关管Q1、Q2、Q3、Q4选择IRFP460型MOSFET,输出二极管D1、D2选择MUR3060型快恢复二极管。
2.2 数字PI调节器设计
本文采用数字式再设计法对控制器进行设计,即先按照模拟控制器的设计方式设计连续域中的控制器,然后再进行离散化,常用的离散化方法有:后向差分法、双线性变换法、阶跃响应不变法和极点-零点匹配法。其中双线性变换法由于使用方便,具有一定的精度等优点,在工程上应用普遍。定点DSP在计算中不可避免的会产生截断误差,为了有效防止截断误差的累积,本文选用位置式的PI控制算法。
2.3 续流管的控制
在传统的2d DBPFC中使用二极管作为续流管,在改进型的无桥PFC中两个续流管的控制比较复杂,需要通过判断输入电压的正负半周来确定开关管的通断,本文中将采样得到的L线和N线的电压信号作差,当所得到的信号为正时,说明输入电压在正半周,触发PWM4驱动信号,关断PWM3驱动信号,当所得到的信号为负时,说明输入电压在负半周,触发PWM3驱动信号,关断PWM4驱动信号,给输入电流提供回路,实现续流的功能。
3 实验结果
当输入电压为110V,输出功率为300W时,测得电路的相关波形如图5~图8所示。
图5为满载时输入电压和输入电流的波形,可以看出输入电流跟随输入电压呈正弦变化,两者相位相同,实现了功率因数校正的功能。图6为开关管Q1的驱动电压和漏源极的电压波形。当开关管开通时,开关管两端电压约为0V,当开关管关断时,开关管两端电压约为330V。
图7为DSP输出的PWM波形与采样得到的输入电流波形,当开关管开通时,输入端电感储能,输入电流呈线性上升,开关管关断时,输入电压和电感为输出电容和负载提供能量,输入电流呈线性下降。图8为采样得到的L线、N线电压和Q3、Q4的驱动电压波形,可以看出,在输入电压进入正半周时,开关管Q4导通,Q3关断,在输入电压进入负半周时,开关管Q3导通,Q4关断,为输入电流提供回路。
图5 输入电压电流波形
图6 开关管Q1驱动电压与漏源极电压波形
图7 T1PWM与采样输入电流波形
图8 L线、N线电压与开关管Q3、Q4驱动波形
为了验证该装置对系统效率的改善效果,进行了损耗分析,并测量了系统的效率。
根据半导体资料,改进型无桥拓扑中选用的开关管IRFP460的导通电阻的典型值为,2d DBPFC拓扑中选用的二极管FR307的正向导通电压VF=0.7V,则两者的导通损耗分别为:
根据上述公式绘出了2d DBPFC中二极管和改进型无桥PFC中开关管在不同功率下的损耗曲线,如图9所示。可以看出,相同的实验条件下,二极管的损耗高于开关管的损耗。图10为两者的效率曲线,改进型无桥PFC的效率更高,可达到95%以上。
图9 损耗对比曲线
4 结论
本文使用DSP作为控制器,与传统的模拟控制器相比,电路结构更简单,调试起来更方便,同时也增强了系统的抗干扰能力。预期通过将典型的2d DBPFC电路中的续流二极管换成MOSFET的方法实现高效率,并对此方法进行相应的损耗分析和电路效率的测量,由实验结果分析可知此方法降低了系统的损耗,提高了系统的效率,对于目前开关电源效率的提升具有重要的指导意义。
图10 效率对比曲线
[1] Abraham I. Pressman,Keith Billings,Taylor Morey.开关电源设计[M].北京:电子工业出版社,2010:427-431.
[2] 刘桂花.无桥PFC拓扑结构及控制策略研究[D].哈尔滨:哈尔滨工业大学,2009.
[3] Huber L,Jang Y,Jovanovic M M. Performance evaluation of bridgeless PFC boost rectifiers[A].Applied Power Electronics Conference,APEC 2007-Twenty Second Annual IEEE[C].IEEE,2007:165-171.
[4] Shi K, Shoyama M,Tomioka S.A study of common mode noise current of bridgeless PFC circuit considering voltage change in Y-capacitors[A].Electromagnetic Compatibility,Tokyo (EMC’14/Tokyo),2014 International Symposium on.IEEE[C].2014:73-76.
[5] 肖海明.基于DSP的无桥功率因数校正技术研究[D].西安科技大学,2012.
[6] Tang W, Lee F C,Ridley R B. Small-signal modeling of average current-mode control[J].Power Electronics, IEEE Transactions on,1993,8(2):112-119.