高频变压器一次侧串联LLC+输出端并联Buck级联直流变换器

石健将　章江铭　龙江涛　刘天骥

（浙江大学电气工程学院　杭州　310027）

高频变压器一次侧串联LLC+输出端并联Buck级联直流变换器

石健将章江铭龙江涛刘天骥

（浙江大学电气工程学院杭州310027）

为满足高压/宽输入、输出低压/大电流以及高功率密度直流模块电源的技术要求，提出一种变压器一次侧串联LLC+输出端交错并联Buck电路的级联高频直流变换器拓扑结构。该级联变换器的前级LLC工作在定频、开环方式，实现电气隔离与降压；后级交错并联Buck电路采用相同占空比、闭环工作方式，实现输出稳压与自然均流。针对该级联变换器的工作模态、LLC的谐振参数设计进行分析；同时，针对高频变压器匝比和Buck电路占空比等参数的不一致性对输出自然均流的影响，也进行了理论分析。最后，仿真和实验均证明了该级联变换器理论分析的可行性与正确性。

LLCBuck输出自然均流 变压器串/并联级联变换器

0　引言

高功率密度DC-DC模块电源广泛应用于现代工业和国防等领域，随着现代科技的发展，对模块电源的功率等级、电压等级、效率以及体积与重量等要求不断提高［1］。目前，国内的大功率全砖模块电源产品主要被国外公司垄断，如美国VICOR、SYNQOR以及日本LAMBDA、COSEL等。相比于国外，国内模块电源的研究起步较晚，总体技术水平相对落后，研究形势相当迫切，已引起国内相关行业及研究者的重视。

传统的高功率密度模块电源电路拓扑多采用正激、半桥和全桥等变换器结构［2，3］，但它们无法实现真正的软开关，使得在高频、高压工作条件下损耗严重，因而制约了开关频率及功率密度的进一步提高。近年来，由于LLC谐振变换器［4，5］既能彻底实现一次侧开关管的零电压开通（ZVS），又能实现二次侧整流管的零电流关断（ZCS），使之开始大量应用于模块电源中。

大功率模块电源中，通常采用并联技术来解决功率器件的热应力和电流应力过大的问题，但在通常情况下，并联均流需要增加额外的均流控制环［6］，这样既增加了系统的控制难度，又降低了系统的可靠性。为此，文献［7］在不采用均流环的情况下实现了LLC的交错并联，并获得了较好的均流效果。但其需额外采样输入电压及谐振电容电压，这在一定程度上增大了控制难度。文献［8］提出利用LLC多个变压器的辅助绕组依次相连从而实现均流，但这使电路变得复杂且增大了变压器的绕制难度。

此外，在宽输入电压范围应用场合，由于单级LLC谐振变换器频率变化范围较大，不利于谐振参数的优化，还增大了磁心体积，降低了效率；同时，在对电磁环境兼容要求较高的场合，变频工作的LLC变换器使得对滤波器的设计困难加大，因此，通常采用级联结构。现有的级联变换器通常有两种控制方式：①把LLC放在后级，定频、开环工作，通过前级电路闭环工作实现稳压［9］，这极大降低了级联变换器系统的动态性能；②前、后级的输出电压独立控制［10］，这种控制方式使LLC工作在变频状态。

在隔离型LLC谐振变换器中，相较于采用单变压器，多变压器的一次侧串联/二次侧并联方式若能实现一次侧串联均压或二次侧并联均流，则能有效减小变压器绕组的磁动势［11］，减小变压器漏感，便于优化谐振参数。

为此，本文提出一种高频变压器一次侧串联LLC+输出端交错并联Buck级联直流变换器。该级联直流变换器前级LLC工作在定频、开环方式，实现电气隔离与降压；后级交错并联Buck电路采用相同占空比、闭环工作方式，实现输出稳压与自然均流以及变压器均衡传输功率。此外，变频LLC的同步整流驱动电路较为复杂［12，13］，而LLC的定频控制方式使二次侧同步整流易于实现，可进一步提高效率。

1　主电路拓扑工作原理分析

图1　变压器一次侧串联LLC+输出交错并联Buck变换器拓扑Fig.1　Topology of transformer series connected at primary side LLC+interleaved Buck converter

图2　简化后的LLC谐振变换器Fig.2　Simplified LLC resonant half-bridge converter

图3　LLC谐振变换器主要电压、电流波形Fig.3　Key voltage and current waveforms of LLC resonant converter

开关模态1［t0～t1］：在t0时刻，二次侧同步整流管SR2、SR4关断，变压器二次电流iSR2、iSR4从整流管SR2、SR4转移到其体二极管续流。励磁电流iLm1、iLm2线性上升，变压器一次电压VLm1和VLm2被钳位在nVs。Lr和Cr谐振工作，ip、VCr和iLm1分别为

开关模态2［t1～t2］：在t1时刻，一次电流ip谐振到与励磁电流iLm1相等，即满足条件

此时二次电流iSR2、iSR4为零，同步整流管SR2、SR4的体二极管自然关断。变压器一次电压不再受输出电压Vs钳位，励磁电感Lm1和Lm2参与谐振，由于Lm1和Lm2远大于Lr，因此一次电流ip在这段时间内近似恒定并继续给谐振电容Cr充电，VCr以斜率ip（t1）/Cr线性上升，负载由输出滤波电容供电。

开关模态3［t2～t3］：在t2时刻，开关管S1关断，一次电流ip开始给S1的结电容充电，同时给S2的结电容放电，一次电流ip仍近似恒定，VCr线性上升。期间，桥臂中点电压VAB由Vin降到零，引起变压器二次侧电位变化，对同步整流管SR2、SR4的结电容进行充电，对SR1、SR3的结电容进行放电，负载由输出滤波电容供电。

开关模态4［t3～t4］：在t3时刻，一次电流ip完成对开关管S1、S2结电容的充放电，S2的体二极管自然导通，桥臂中点电压VAB=0，励磁电感Lm1和Lm2的串联电压近似为谐振电容电压VCr；当励磁电感串联电压大于2nVs时，同步整流管SR1、SR3的体二极管导通，变压器一次电压VLm1和VLm2被钳位在nVs，励磁电感Lm1和Lm2退出谐振。

开关模态5［t4～t5］：在t4时刻，开关管S2开始导通，一次电流ip从S2的体二极管转移到S2，即S2实现了零电压开通；谐振电容Cr和串联谐振电感Lr继续谐振向负载传递功率。

开关模态6［t5～t6］：在t5时刻，同步整流管SR1、SR3开始导通，iSR1、iSR3从SR1、SR3的体二极管转移到SR1、SR3，即SR1、SR3实现了零电压开通。

在t3～t6时段，ip、VCr和iLm1可表示为

在t6时刻，二次侧同步整流管SR2、SR4关断，LLC变换器进入下半周期工作模态，其工作过程类似于上述半个周期。

采用相同占空比控制的交错并联Buck电路的主要工作波形如图4所示。

图4　交错并联Buck电路工作波形Fig.4　Key waveforms of interleaved Buck circuit

2　LLC谐振参数设计及级联变换器的稳态均流分析

2.1LLC谐振参数设计

2.1.1LLC基于基波分析法的电路模型

由于前级LLC工作在定频、开环方式，串联谐振频率通常设计在开关频率附近，因此可用基波分析法［15，16］进行分析。其交流等效电路如图5所示。

图5　LLC谐振变换器交流等效电路Fig.5　AC equivalent circuit of LLC resonant converter

图5中，Ein为谐振网络输入电压的基波有效值；Eo为变压器一次电压的基波有效值；Rp为一次侧电阻，主要包括MOSFET导通电阻、谐振电感和谐振电容的串联等效电阻以及变压器一次侧绕线电阻等。Req为LLC输出等效电阻Ro折合到一次侧的等效电阻。

由基波分析法可得

式中，n为变压器电压比；ηb和D分别为Buck电路的效率和占空比。

根据图2所示的交流等效电路，可知半桥LLC谐振变换器的交流增益

2.1.2一次侧开关管的ZVS条件分析

为实现一次侧开关管的零电压开通，应使谐振网络的输入电流滞后于输入电压的基波，即使输入阻抗呈感性状态。

由图5所示的交流等效电路得到如图6所示的相量图，Irp为谐振网络输入电流基波的模，Zin为输入阻抗的模，θ 为输入电流基波滞后输入电压基波的角度。

图6　LLC谐振变换器交流等效电路相量图Fig.6　AC equivalent circuit's vector diagram of LLC resonant converter

由图6可知，实现一次侧开关管零电压开通的临界条件为

式中，开关角频率ωs=2πfs。为便于分析，定义上述临界条件下的电路品质因数为Qc，则式（6）可表示为

由式（5）和式（7）可得增益曲线如图7所示。

图7　LLC电压增益曲线（λ=0.1，Rp/Req=0.01）Fig.7　Voltage gain of the LLC resonant converter with λ=0.1，Rp/Req=0.01

图7中，容性/感性分界线两侧分别为容性开关区域和感性开关区域，容性区域存在一次侧开关管直通问题；感性开关区域中，fs＞fr的感性区域，LLC变换器只能实现一次侧开关管的零电压开通；fs＜fr的感性区域，LLC变换器既能实现一次侧开关管的零电压开通，又能实现二次侧整流管的零电流关断。因此，应合理设计参数，使LLC变换器工作在fs＜fr的感性区域。

2.1.3开关频率、串联谐振频率及变压器匝比设计

LLC谐振变换器可彻底实现一次侧开关管ZVS和二次侧同步整流管ZCS，因而非常适合在高开关频率下工作；同时，提高开关频率还能减小磁性元件的体积以及提高整机的功率密度。实验中选取开关频率fs=300kHz，串联谐振频率fr=1.05fs=315kHz。

2.1.4LLC谐振参数设计

当LLC谐振变换器工作在图7所示的fs＜fr的感性区域时，一次、二次电流有效值分别为［17］

式中，Ts为开关周期；Tr为谐振周期；Vo为输出电压；Io为输出电流。

LLC的通态损耗为

LLC的开关损耗为

式中，Coss为一次侧开关管结电容；tf为一次侧开关管关断时间。

由式（10）和式（11）可知，LLC变换器的总损耗（不包括变压器磁损）

选取一次侧开关管为IPW60R099CP，在典型输入270V下可得总励磁电感Lm与LLC谐振变换器的总损耗关系曲线如图8所示。

图8　励磁总电感Lm与LLC变换器总损耗关系曲线Fig.8　Curves showing relationship between Lmand the total loss of LLC

为实现一次侧开关管的软开通，变压器T1和T2的励磁总电感Lm应满足

综合考虑图8和式（13），并留一定裕量，选取Lm=35μH。

为使LLC工作在fs＜fr的感性区域，需满足条件

结合式（4）和式（7）可得谐振电感Lr的约束条件

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2.2级联变换器的稳态均流分析

由于该级联变换器拓扑的输出端是并联Buck结构，因此，有必要研究电路参数不对称对Buck并联均流的影响。

2.2.1参数一致时的稳态均流分析

由于采用相同占空比控制技术，开关管S3和S4的占空比均为D，则可得到输出端并联Buck电路的输入电压Vs1=Vs2=Vo/D ；由于设计T1和T2的一次、二次侧匝比均为n∶1∶1，则两变压器的一次电压值相同，即vLm1=vLm2；由T1和T2一次侧串联结构，可知两变压器的一次侧输入电流相同。因此，当电路参数一致时，可知T1和T2的输入功率相同，即pT1=pT2；由图1所示的级联拓扑结构及忽略开关器件的损耗，即可知Buck电路的输出电感稳态平均电流

式（16）表明：当电路参数完全一致时，级联直流变换器可完全实现输出端并联自然均流。

2.2.2参数不一致时的稳态均流分析

由于实际电路中电路参数不可避免地存在着差异，因而有必要分析变压器匝比和Buck电路占空比等参数不一致对稳态输出均流性能的影响。

为便于分析，假定S3的占空比为D1，S4的占空比为D2，则由Buck电路的电压增益关系可知Vs1/Vs2=D2/D1；假定T1的匝比为n1∶1∶1，T2的匝比为n2∶1∶1，则由T1和T2的一次侧串联结构及一次、二次电压关系可知pT1/pT2=vLm1/vLm2= n1D2/（n2D1）。因此，忽略开关器件的损耗，可推导得出Buck电路的输出电感电流关系式为

定义Buck电路的输出电流差值比

令n2=n1+Δn ，D2=D1+ΔD，则式（18）可化简为

式中，α=Δn/n1；β=ΔD/D1。

根据式（19）可绘制出电路参数不一致时的输出电流差值比曲线，如图9所示。

图9　参数不一致对输出电流差值比影响的曲线Fig.9　Curves showing output current differences caused by α and β

由图9可知，即使变压器T1和T2匝比差异α绝对值达到0.1，Buck电路占空比差异β 绝对值达到0.1，此时输出电流差值比绝对值也仅为0.1左右，由此表明级联变换器电路参数差异对输出并联均流的影响不大。实际电路中，随着模块电源中平面变压器技术的广泛应用，不同变压器匝比的不一致性可以忽略；采用专用IC控制芯片后，Buck电路主管占空比的不一致主要取决于开关管特性的不同以及驱动电路延时的差异，这些差异可以通过筛选特性相同的开关管和驱动电路以及通过合理的PCB布线等方法来减小。

因此，本文提出的高频变压器一次侧串联LLC+输出端交错并联Buck级联直流变换器，采用相同占空比控制技术，能实现较好的输出自然均流效果。

3　仿真与实验验证

为了验证本文提出的高频变压器一次侧串联LLC+输出端交错并联Buck级联直流变换器的可行性，进行仿真与实验研究。

3.1基于Saber仿真

图1所示功率主电路的仿真参数如下：输入电压Vin=200～375V，额定输出功率Po=1kW，输出电压Vo=28V，其他功率主电路具体参数见表1。

表1　功率主电路参数Tab.1　Key parameters of the designed converter

图10为级联变换器输出额定负载、270V典型输入电压条件下的LLC主要电压电流仿真波形。仿真结果表明：LLC一次侧开关管实现ZVS，LLC二次侧同步整流管实现ZCS。

图11为级联直流变换器输出额定负载、270V典型输入电压条件下交错并联Buck电路输出电流仿真波形。其中，图11a仿真参数为n1=n2=1.5，D1=D2=0.61；图11b仿真参数为n1=n2=1.5，D1=0.58，D2=0.64；图11c仿真参数为n1=1.4，n2=1.6，D1=D2=0.61。

仿真波形表明：在参数完全一致时可实现输出完全均流，第二种情况下的输出电流差值比约为0.037，第三种情况下的输出电流差值比约为-0.057，与理论分析一致。因此，本文提出的级联变换器后级交错并联Buck电路实现了输出自然均流。

图10　LLC半桥谐振变换器的仿真波形Fig.10　Simulation waveforms of LLC resonant half-bridge converter

图11　交错并联Buck电路的输出均流仿真波形Fig.11　Simulation waveforms of interleaved Buck converter

3.2实验验证

实验样机的功率主电路如图1所示，参数与仿真一致，功率器件型号见表2。

表2　功率器件型号Tab.2　Power devices used in the converter

图12为额定功率输出、270V典型输入电压条件下LLC半桥谐振变换器一次侧开关管S1和S2的ds电压波形与谐振电流波形。实验波形表明：S1和S2可实现零电压开通。

图12　S1和S2的电压、电流实验波形Fig.12　Voltage and current waveforms of S1and S2

图13为满载输出、270V典型输入电压条件下二次侧同步整流管SR1和SR2的电压、电流波形。实验波形表明：二次侧整流管的同步整流效果较好，开通延时时间约为50ns，关断提前时间约为250ns，且能较好地实现零电流关断。

图13　SR1和SR2的电压、电流实验波形Fig.13　Voltage and current waveforms of SR1and SR2

图14为输出满载、270V典型输入电压条件下LLC一次变压器T1和T2的一次电压实验波形。实验波形表明：串联变压器一次电压基本相等；由于一次电流一致，因此两个变压器实现均衡传输功率。

图14　变压器的一次电压波形Fig.14　Primary voltage waveforms of the transformer

图15为级联直流变换器输出额定负载、270V典型输入电压条件下交错并联Buck电路输出电流实验波形。其中，图15a实验参数为n1=n2=1.5，D1=D2=0.61；图15b仿真参数为n1=n2=1.5，D1=0.58，D2=0.64；图15c仿真参数为n1=1.4，n2=1.6，D1=D2=0.61。实验结果表明：在设计参数完全一致时可实现输出完全均流，第二种情况下的输出电流差值比约为0.039，第三种情况下的输出电流差值比约为-0.048，与仿真分析基本一致。

图15　交错并联Buck电路输出电流实验波形Fig.15　Output current experiment waveforms

图16为级联变换器分别在200V、270V和375V输入电压条件下的整机效率曲线，在输入375V/输出800W时的效率最高，达到94.5%；在输入375V/输出满载1 000W时的效率为93.9%。

图16　级联变换器的效率曲线Fig.16　Efficiency of the cascaded converter

实验结果表明：前级LLC所有功率器件均工作在软开关状态，高频变压器均衡传输功率；后级交错并联Buck电路输出自然均流；实验结果与分析、仿真一致。

4　结论

针对直流模块电源的高压/宽输入、输出低压/大电流以及高功率密度的技术要求，本文提出一种变压器一次侧串联LLC+输出端交错并联Buck电路的级联变换器拓扑结构，前级LLC工作在定频、开环模式，后级交错并联Buck电路采用相同占空比控制、工作在闭环模式。文中对功率主电路的工作模态、LLC谐振参数优化设计以及参数不一致性对交错并联Buck输出均流影响均作了定量分析，分析结果表明：即使参数不对称条件下，交错并联Buck变换器也能取得较好的自然均流效果，并且LLC谐振电路工作在软开关和高效状态。最后，仿真和实验均验证了该级联变换器主电路拓扑的可行性，与理论分析结果一致。

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A Cascaded DC Converter with Primary Series Transformer LLC and Output Interleaved Buck

Shi JianjiangZhang JiangmingLong JiangtaoLiu Tianji
（Zhejiang UniversityHangzhou310027China）

In this paper，a two-stage DC-DC topology，which consists of primary series transformer LLC and output interleaved Buck，is presented. The proposed topology can be applied in DC power converters of high/wide input voltage，low output-voltage/high output-current and high power density. This cascaded topology makes full use of the high efficiency of the open-loop operating LLC converter with constant switching frequency. Moreover，the electrical isolation and voltage step-down are also realized by the LLC. The output voltage regulation as well as the automatic current sharing is achieved by the second stage interleaved Buck. The operation mode of the cascaded converter and the parameter of the LLC are designed，and the steady-state output current sharing is analyzed even with mismatched parameter. Finally，the theoretical analysis is validated by simulation and experiments.

LLC，Buck，automatic sharing of currents，series/parallel transformer，cascaded converter

TM46

石健将男，1969年生，博士，教授，博士生导师，主要从事电力电子变换器、特种电源的教学与科研工作。（通信作者）

章江铭男，1989年生，硕士研究生，研究方向为高功率密度DC/DC直流变换器。

国家自然科学基金资助项目（51277162）。

2014-05-28改稿日期 2014-07-08