新型宽频段低噪声跳频偏移锁相发射机设计*

陈云刚，罗柏明

(中国电子科技集团公司第七研究所，广州510310)

1 引言

现代无线通信系统用户数量及带宽需求飞速发展，多部收发机同址工作的情况日益增多，尤其是在战术通信中，普遍有多个车载、舰载或机载宽频段跳频电台同址工作。这势必会引起通信系统内部各设备之间严重的同址干扰，大大降低通信的质量和效率。其中，跳频发射机的远端噪声(主要包括宽带噪声和杂散分量)将直接落入同址接收机的接收通带内，是同址干扰主要的干扰源之一[1－2]。国军标要求同址工作的战术电台发射机在偏离发射频率10%以外(小于5 MHz以5 MHz计算)的宽带噪声应不大于－180 dBc/Hz，而要不影响同址工作的接收机，发射机的宽带噪声必须不大于－190 dBc/Hz，杂散分量不超过 －100 dBm[2]。

传统的跳频发射机多采用直接混频上变频架构，再对进入功放前的射频信号进行两级跳频跟踪滤波，以减少发射机宽带噪声。采用该技术，宽带噪声能达到－170 dBc/Hz;若再结合新兴的大功率跳频滤波技术[3－4]，宽带噪声能达到 －190 dBc/Hz。但发射机采用直接混频上变频的方式，某些频点会存在固有的杂散分量;同时，由于采用大功率跳频滤波器件，发射机体积庞大，成本高昂。为此，本文介绍一种跳频偏移锁相发射机，在不采用大功率调谐滤波技术的情况下，能有效降低发射机宽带噪声，使其能达到－190 dBc/Hz以下，且无固有杂散分量。

宽频段低噪声跳频偏移锁相发射机的难点是解决压控振荡器(VCO)的宽覆盖与低噪声、快调谐之间的矛盾。文献[5－6]采取不同的方式分别实现了单个 VCO 输出 40.2 ～70.2 MHz和 139.8 ～256.2 MHz，接近2倍频程的覆盖。而应用于30～108 MHz的跳频偏移锁相发射机，单个VCO需要在保持噪声不恶化的前提下，能快速调谐覆盖3.6个倍频程。本文提出采用一种二进制电感调谐的方法解决该问题，成功实现了VCO在30～108 MHz频段内的低噪声宽频段快调谐。

2 偏移锁相发射机整体设计

本文设计的偏移锁相发射机原理如图1所示，其主要由一个偏移锁相环(包括鉴相器、环路滤波器、VCO、衰减器、谐波滤波器、偏移混频器、参考信号滤波器)、一个调谐本振、一个功率放大器、一个分段谐波滤波器组成。当发射机需要输出30～108 MHz内的某一频率fo的射频信号时，控制器控制VCO初始调谐在频率fo附近，并控制调谐本振输出频率为 fo+fi(fo≤65.2 MHz时)或 fo－ fi(fo＞65.2 MHz时)的本振信号。本振信号与射频信号混频并滤波得到频率为21.4 MHz的参考信号，再与频率同为21.4 MHz的中频调制信号进行鉴相。鉴相输出的直流分量控制VCO的输出频率，以通过锁相环的相位反馈作用，使其精确锁定在输出频率fo;鉴相输出的交流分量即调制信息，将调制在频率为fo的射频载波上。包含调制信息的射频信号fo直接或者经过功率放大器放大到需要的功率(37 dBm或47 dBm)后，经分段谐波滤波器过滤谐波后发射。

图1 偏移锁相发射机原理框图Fig.1 Principle block diagram of offset－ PLL transmitter

根据文献[7]分析，锁相环对于VCO的噪声具有高通特性，环路对VCO近端噪声进行了很好的抑制，环路带宽内的噪声主要由中频调制信号、鉴相参考信号以及鉴相器的噪声决定，而锁相环对于环路滤波器前的输入噪声具有低通特性。中频调制信号、鉴相参考信号的噪声在锁相环带宽外的部分能得到很好的抑制，环路带宽外的噪声主要由VCO的噪声决定。由于中频调制信号以及偏移混频器输出的互调、谐波及杂散等分量，都在锁相环的环路带宽外，得到了环路滤波器很好的抑制，故该跳频偏移锁相发射机无固有的杂散分量。若再对电源进行适当的滤波处理，消除开关电源带来的杂散，则整个偏移锁相发射机无明显的杂散分量。

环路滤波器带宽的选择是锁相变频发射机的关键。21.4 MHz的中频信号包含调制信息，鉴相得到的调制信息将通过环路滤波器滤波后调制在VCO输出的射频载波上，故环路带宽必须大于调制带宽。环路带宽越大，锁定时间越短，但是过宽又影响对锁相环的近端噪声。同时，为保证环路的稳定，环路带宽要低于鉴相频率21.4 MHz的1/10。综合考虑，选取VCO与调谐本振噪声曲线的交叉点频率附近，即160 kHz作为环路带宽。实际调试过程中再微调环路带宽，在保证锁定时间的情况下，锁相环相位噪声最小。

由于发射机需要高速跳频工作，要求发射机的调谐时间即偏移锁相环的锁定时间不超过50 μs。二阶锁相环的最大快捕时间和捕获时间可用公式(1)和公式(2)估计算[7]:

式中，Δω0代表固有频差，ωn代表环路带宽，ζ代表阻尼系数。

针对锁定时间的要求，采用二进制电感调谐的方法对VCO输出频率进行预置，让VCO的初始频率与目标工作频率误差在500 kHz内，即固有频差Δω0≤2π ×500 kHz，以减小锁定时间。若 VCO 频率预置需要的时间为TY(包括控制时延、VCO起振、PIN开关切时间)，环路总的锁定时间最大为TLmax、TP、TY三者之和。选取 ζ=0.707，代入 Δω0=2π ×500 kHz，Δωn=2π × 160 kHz，则 TLmax≈7.0 μs，TP≈6.9 μs。VCO 频率预置时间控制在30 μs以内，则整个锁相环锁定时间可以满足要求。

由以上分析可知，一方面VCO直接决定整个发射机的宽带噪声，且需覆盖30～108 MHz宽频段范围;同时，VCO需要在短时间内调谐在锁定频率±500 kHz的范围内。所以，VCO是本大功率偏移锁相发射机的关键和难点。

3 降低VCO噪声的设计考虑

根据扩展的 Leeson 方程[8－9]，VCO 的相位噪声可以由以下公式表示:

式中，L(fm)为在fm处1 Hz带宽内单边带噪声功率与总功率之比(单位为dBc/Hz)，fm为频率偏移，f0为中心频率，fc为晶体管的闪烁噪声转角频率，QL为谐振回路的有载品质因素，F为振荡晶体管的噪声系数，k为玻尔兹曼常数，T为开尔文温度，Pavs为振荡器平均输出功率，R为变容二极管的等效噪声电阻，K0为VCO的电压调谐灵敏度。

3.1 增大VCO的输出功率

根据公式(3)，当fm＞＞fc且QL较高时，VCO噪声(即宽带噪声)约为10lg(FkT/2Pavs)，与平均输出功率 Pavs成反比。设计 VCO平均输出功率+28 dBm，经过谐波过滤后可直接作为+27 dBm的标准小功率发射信号。若后端功放噪声系数FA，则整个发射机的宽带噪声

选择噪声系数较小的振荡管和功放管，发射机宽带噪声可低于－190 dBc/Hz。

3.2 采用推挽输出的Clap振荡电路

在电路形式上，采用推挽输出的Clap振荡电路。Clap振荡电路有很好的噪声特性，推挽输出能增大输出功率，抵消偶次谐波。同时，根据Hajimiri等[10]的分析，振荡器输出波形越对称，晶体管的闪烁噪声转角频率fc越小，近端输出噪声越小。

3.3 采用二进制电感调谐电路

由于需输出30～108 MHz频率范围，要求VCO的选频谐振回路的频率调谐范围比较宽。采用二进制电感调谐阵列来粗调选频回路的中心频率，减小了变容二极管的电容变化范围和调谐电压变化范围。这样一方面可减小VCO的电压调谐灵敏度K0，另一方面可以采用相对固定、较高的反向电压，以防止变容管在大幅度的射频信号下出现正向偏置而导致等效噪声电阻R的增大以及选频回路的Q值降低的情况。这些都有利于降低VCO近端噪声。

4 VCO电路设计

基于以上考虑，本文设计的VCO如图2所示，方框外是推挽输出的Clap振荡电路，方框内是由9路高速PIN开关(切换速度小于20 μs)控制的电感、一个固定电感以及两个阳极串接的变容二极管组成的谐振回路。D1～D9为9位独立的PIN二极管控制电压，高压 +85 V(状态 0)，或负低压－3.3 V(状 态 1)。D1 ～D9 从 000000000 ～111111111共512个状态间变化，选择接入不同的电感，从而控制振荡器的粗略输出频率。考虑到电感的精度，选取其中157个状态存储在存储器里，可随时快速输出。适当选择电感L1～L9的大小，VCO便可以500 kHz的步进覆盖30～108 MHz的频率范围，以保证极短时间内调谐在锁定频率±250 kHz的范围内，针对锁相环的要求(±500 kHz)留有余量，防止元器件温度变化带来的频率偏移。

图2 VCO的原理图Fig.2 Schematic diagram of VCO

图中D1～D9、Vtune，以及C31与C32连接点均是射频虚拟地，可将图2的VCO电路等效为图3左边的形式;其中L为回路并联电感之和，C2为C21与CMOS管G、S两极的极间电容之和，C3为C31与CMOS管D、S两极的极间电容之和。

图3 VCO等效电路Fig.3 Equivalent circuit of VCO

根据CMOS管的小信号模型，图3左边可等效为图3右边的形式，其中，gm为CMOS管的跨导，Vgs为电容C2两端电压(即CMOS管G、S两级间的反馈电压)，Vgs'为CMOS管G、S两级间的当前电压。根据欧姆定律，

则VCO的环路反馈增益

VCO起振时T(jω)=a+j0＞1，则式(5)应满足

可计算出VCO的起振条件为

VCO 稳定时T(jω)=a+j0=1，则式(5)应满足

可计算出VCO的振荡频率

针对以500 kHz的步进覆盖30～108 MHz的要求，根据公式(7)、(9)确定VCO电路的具体参数。

偏移锁相环(图1中红色框内的部分)试验电路板如图4所示。整个电路体积小巧，尺寸为150 mm×60 mm，元器件高度不超过15 mm。外接输入21.4 MHz的调制信号、51.4 ～86.6 MHz的本振信号，便可输出30～108 MHz、幅度为+28 dB左右的射频信号到功放。

图4 偏移锁相环电路板图Fig.4 Circuit board of offset－ PLL

5 测试

由于发射机输出的射频载波和噪声之间相差190 dB以上，单一测试仪器无法达到如此大的动态范围。制作专用的测试双工器，采用射频载波与噪声分离的方式，按照图5连接配置来测试偏移锁相发射机的宽带噪声。其中，频谱仪2自身的底部噪声需要低于发射机的绝对噪声值6 dB以上才能准确测试，一般需要带有前置放大器。由于载波通道功率过大，故需要先进行30 dB衰减后再连接频谱仪1进行测试。

图5 宽带噪声测试图Fig.5 Test diagram of broadband noise

假设频谱仪的读数为A(单位dBm)，频谱仪2的分辨率带宽(RBW)为N，读数为B(单位dBm)，则发射机的宽带噪声为(B－A－30－10lgN)dBc/Hz。测试发射机10%以外(小于5 MHz以5 MHz计算)的宽带噪声测试结果见表1。

表1 偏移锁相环发射机测试结果Table1 Measurement result of transmitter

从测试结果可以看出，在30～108 MHz频带内，发射机输出功率为+47 dBm±1 dB，调谐时间小于40 μs，宽带噪声均低于 －190 dBc/Hz。

利用安捷伦信号源分析仪E5052A测试发射机偏移中心频率1 kHz～10 MHz范围内的噪声曲线，以便观察发射机杂散输出情况。发射机大功率发射，经过30 dB衰减到仪器能接受的幅度，再连接到E5052A测试。测试发射机输出的多个频点在整个测试范围内均没有明显的杂散分量，宽带噪声约－190 dBc/Hz(已达到仪器的测量极限)。其中，70 MHz的测试曲线如图6所示。

图6 发射机噪声测试曲线Fig.6 Measurement curve of transmitter phase noise

从测试结果可以看出，在30～108 MHz频带内，发射机输出功率为+47 dBm±1 dB，调谐时间小于40 μs，偏移中心频率 10%宽带噪声均低于－190 dBc/Hz，远端无明显杂散分量。

文献[5]采用权电容编码的方式实现了单个VCO 输出40.2～70.2 MHz，文献[6]采用带镜像电流源的结型场效应管实现了单个VCO输出139.8～256.2 MHz，而本设计采用二进制调谐电感实现了单个VCO输出30～108 MHz。本设计达到的覆盖更宽，达3.6倍频程。

本设计发射机的宽带噪声低于－190 dBc/Hz，调谐时间小于40 μs，与文献[3]报道的结合大功率调谐滤波技术的传统发射机宽带噪声及调谐速度相当，完全能满足当前主流跳频发射机的要求。

6 结束语

采用二进制电感调谐技术能有效解决压控振荡器宽覆盖、低噪声以及快调谐之间的矛盾。采用二进制电感调谐技术的跳频偏移锁相发射机具有频段覆盖宽、宽带噪声低、杂散少的特点，且体积小、成本低廉，适合同址工作，已批量生产应用。

需要注意的是，锁相环是一个跟踪输入信号相位的闭环自动控制系统，偏移锁相发射机仅适合连续相位调制信号的发射。

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