一种零中频直接序列扩频数字接收技术

江 斌 ， 徐建良

（1.通信系统信息控制技术国家级重点实验室，浙江 嘉兴 314033；2.中国电子科技集团公司第三十六研究所，浙江 嘉兴 314033）

直接序列扩频（DSSS，Direct Sequence Spread Spectrum）技术具有强抗干扰能力、低功率谱发射和大容量码分多址性能等多方面优点，已广泛应用于军事通信和民用通信，当今信息领域最前沿、最具代表性的第三代移动通信系统就是采用直接序列扩频调制技术[1-2]。因此针对直扩信号的干扰与侦收技术研究也成为当前信息对抗的热点领域。而直接序列扩频信号的数字接收是实现对其侦察截获的关键技术之一。

常用的数字化接收方式有两种：中频数字化接收和零中频数字化接收。中频数字化接收对中频信号进行采样数字化，之后再进行数字下变频和数字解调，避免了模拟解调器使用两个乘法器引起的同相支路与正交支路幅度和相位不匹配对解调性能造成的影响，但其能处理的已调信号频率受ADC采样速率的限制；零中频数字化接收去掉了中频级，仅仅需要低通滤波器，能提供更大的集成度，功耗也大大降低，所以得到了越来越多的重视[3-4]。

文中针对cdma2000系统直接序列扩频信号提出了一种零中频数字接收算法。对码捕获及跟踪算法、载波同步算法数学模型进行了详细推导。为了验证算法性能，本文对实际采集的cdma2000移动通信信号进行解调处理，实验结果表明该算法具有较好的接收效果，可以为实现DSSS通信系统的侦收和干扰提供有效参考。

1 零中频数字解调

基于直接序列扩频技术的cdma2000移动通信系统采用的QPSK调制方式，它和传统的QPSK调制方式不同[5]。传统的QPSK调制是同相（I）和正交（Q）支路交替传输信息符号；而直接序列扩频系统的QPSK调制是每个信息符号在I、Q支路上乘以不同的PN码序列后同时发送。与传统基带数据流只调制一个PN序列的BPSK系统相比，QPSK系统的符号间干扰功率减少一半。

无线信号经过模拟下变频和ADC转换后，其高频分量被去除，因此零中频解调模块的I、Q两路输入序列也可以表示为：

其中，A 为信号码片能量，φ 是载波初始相位，nI（t）、nQ（t）为 I、Q 信道的高斯白噪声，CI（t）、CQ（t）分别是 I、Q 信道的 PN序列。

直扩零中频信号数字接收如图1所示。

图1 直扩零中频数字接收Fig.1 Digital receiver of direct-sequence spread spectrum

接收和处理过程如下：首先对从天线接收下来的信号进行模拟正交下变频到零中频，将信号分成I、Q两路基带信号，然后，分别进行A/D同步采样。采样后的两路数据送入PN码捕获电路，完成扫频和PN码粗同步。捕获完成后，将结果提供给跟踪电路，在环路中同时进行PN码精同步和载波跟踪。如果实现了码同步和载波跟踪，则结果输出给信道纠错等后续处理；如果在跟踪过程中出现失锁，则输出触发信号给捕获电路，重新开始码捕获和跟踪。

1.1 码捕获

对直接序列扩频信号的解调，都需要先同步发射机所发信号的PN码相位，即在本地端产生与接收到的PN信号完全同相的PN序列，而接收到的PN信号通常是附加于用户数据之上的。一旦PN码同步上，用本地码发生器所产生的PN码与接收信号相乘就可获得所需的数据。

捕获的原理框图如图2所示。

图2 码捕获结构Fig.2 The structure of code acquisition

将它们分别乘以两个本地参考PN码，然后在检测区间上进行积分得到

其中，T 是积分区间上限，RCI（τ）和 RCQ（τ）分别是 CI（t）和CQ（t）的时域平均自相关函数，噪声项N1和N2分别定义为X（t）和 Y（t）中噪声项的积分。 于是有

其中 R（τ）=RCI（τ）+RCQ（τ）。

最后，将Zm=的结果送入判决模块。

1.2 码跟踪及载波跟踪的算法

捕获到的PN码相位送入跟踪模块后，立刻启动PN码跟踪和载波跟踪模块，原理结构见图3。在图中，输入信号分成I、Q 两路，送入 E（超前）、P（即时）、L（延迟）路处理，与本地载波和本地PN码交叉相乘、累加，将结果输入到码跟踪环和载波跟踪环中，通过鉴相器、环路滤波器、NCO动态调整本地产生的PN码相位和载波相位[6]。

图3 码跟踪结构Fig.3 The structure of code tracking

由于 rI（t）和 rQ（t）为零中频信号，与本地载波 NCO 产生的正交序列sin（w1t）和cos（w2t）相乘之后的倍频项无法采用低通滤波器滤除，因此，需要交叉结构处理后才送入鉴相器。图4给出了E、L两路处理模块的交叉结构，而P路结构中数据经过积分累加后直接输出给载波环路鉴相器。

图中的 sI（t）、sQ（t）与本地载波相乘得到

它们分别乘本地两个本地参考PN码得

其中τ为输入PN序列和本地参考PN序列的定时时差，{nij（t）}包括噪声、信道间干扰及正交干扰[3]。 SII2、SIQ2、SQI1、SQQ1、SQI2和SQQ2类似可得。

将八路数据交叉相加得到，

图4 E、L路交叉结构Fig.4 The structure of channel E and channel L

其中 R（t）是 CI（t）、CQ（t）的时域平均自相关函数。 具体形式为，

根据式（13）、（14）、（15）、（16），经过相加运算和积分累加后得到

其中M为积分累加区间，N1、N2为噪声项的积分。

P路处理模块将式（18）、（19）的数据直接输出给载波环路鉴相器。E、L路处理模块将式（20）的结果输出给码鉴相器，

产生的超前、即时、延迟三路信号，送入鉴相器产生定时误差：

环路滤波器采用二阶环路滤波器，其中w0=BL/0.53为环路滤波器谐振频率，BL为环路噪声带宽，BL一般根据实际应用即噪声情况由仿真得到，T为信息符号周期。

2 实验结果及说明

为验证算法的性能，对采集的实际cdma移动通信下行链路信号进行解调处理，本文的零中频接收算法完全可以达到较好的误码性能。实际信号中心频率为878.49 MHz，信息码速率 19.2 kbit/s，PN码码长 215=32 768，PN码速率为1.228 8 Mbit/s。捕获和跟踪电路中都采用了512个码片能量积累判决。实验中利用软件程序分别对导频信道、同步信道和寻呼信道的信号数据进行了解调处理。

图5显示了导频信道解调结果，导频信道作为解调其他信道的相干参考信道，持续发送数据为逻辑‘0’，所以星座图数据都在坐标轴的正半轴 （解调结果图中的数据都经过了0→1、1→－1映射处理）图6显示了同步信道解调结果，同步信道以固定帧反复广播同步信息，在每帧最后剩余补1，所以同步信道I路解调数据最后有连续负值出现；图7显示了寻呼信道解调结果。图5～7中星座图显示的都是解调环路稳定后的结果，结果显示本文提出的算法对QPSK调制的直接序列扩频信号具有较好的解调效果。

图5 导频信道解调结果Fig.5 The demodulation result of pilot channel

图6 同步信道解调结果Fig.6 The demodulation result of synchronization channel

3 结束语

图7 寻呼信道解调结果Fig.7 The demodulation result of paging channel

本文针对cdma2000直接序列扩频信号提出一种零中频数字接收机的基带处理算法，并详细阐述了PN码捕获、跟踪算法和载波跟踪等算法。利用本算法对实际cdma移动通信信号进行同步解调实现，证明本文设计的零中频数字接收机基带算法的正确性和有效性，为针对DSSS通信系统的侦收和干扰提供了有效借鉴。

[1]韦惠民.扩频通信技术及应用[M].西安电子科技大学出版社，2007.

[2]吴伟陵，牛凯.移动通信原理[J].北京：电子工业出版社，2006.

[3]Behzad.Design considerations for direct-conversion receivers[J].IEEE Trans.Circuits ans System—Analog and Digital Signal Processing，1997，44（6）:23-26.

[4]Da Yon.Zero IF topology[J].Electronics Letter，2000（12）:44-48.

[5]Jhong Sam Lee，Leonard E.Miller.CDMA系统工程手册[M].许希斌，周世东，等译.人民邮电出版社，2001.

[6]Mohamed Khalid Nezami.Wireless digital receiver design:synchronization in wirelesscommunication systems[M].Artech House，2003.