一种带功率解耦的Flyback微型逆变器研究

王晓，张立伟，李艳，游小杰

(北京交通大学电气工程学院电力电子研究所，北京100044)

一种带功率解耦的Flyback微型逆变器研究

王晓，张立伟，李艳，游小杰

(北京交通大学电气工程学院电力电子研究所，北京100044)

单相光伏并网逆变器中由于输入输出瞬时功率存在差异，通常需要并联很大的电解电容来平衡这部分功率，由于电解电容寿命短，严重限制了逆变器的寿命，所以在电路中加入功率解耦单元，用长寿命的薄膜电容代替电解电容。本文研究一种带功率解耦的Flyback微型逆变器，并对其进行参数计算和损耗分析，推导出了通用的计算公式，最后通过仿真和实验验证了该拓扑的可行性。

Flyback微型逆变器;光伏发电;功率解耦;损耗分析

1 引言

近年来随着研究的深入，越来越多的微型逆变器拓扑得到了应用［1，2］。由于其主要用于单相并网逆变系统，系统中输入PV源提供恒定功率，而交流并网侧瞬时功率时刻变化，导致输入侧引起很大的功率脉动，为了不影响最大功率追踪(MPPT)的正常工作，通常在PV源两端并联容值很大的电解电容来平衡这部分脉动功率。但是电解电容在105℃的操作环境下寿命仅为1000～7000h［3］，严重限制了微型逆变器的寿命。因此，一些学者提出了在逆变器中加入功率解耦电路来处理这部分脉动功率，从而用小容值长寿命的薄膜电容来替代电解电容，提高逆变器的寿命。

功率解耦技术已经在很多微型逆变器电路中得到应用［4，5］。但在以往的论文中只是关于拓扑的工作原理分析，并未进行详细的参数计算和损耗分析。本文研究一种带功率解耦的Flyback型逆变器［6］，结合数学计算方法对其进行深入的分析，推导出计算电路损耗的公式。该方法也可以运用到其他带功率解耦的逆变器拓扑中，最后通过仿真和实验验证了该拓扑的可行性。

2 原理分析

带功率解耦的Flyback型逆变器拓扑如图1所示。在传统的Flyback型逆变器中加入功率解耦单元，解耦回路由开关管Sx和解耦电容Cx构成，为了截止流过Sm的反向电流，需要串联阻断二极管Dm。由于增加了功率解耦回路，Cdc和Cx都可以选择小容值长寿命的薄膜电容。

图1 带功率解耦的Flyback型逆变器拓扑Fig．1Circuit topology of Flyback inverter with power decoupling

图2是该电路各阶段的理论分析波形和各个开关管的驱动信号波形，由分析可知在每个开关周期内都包含四个工作模态。

图2 带功率解耦的Flyback型拓扑工作波形Fig．2Operation waveforms of inverter

模态一时开关管Sm开通，原边电流ip线性上升，当其达到设定值i1p时，Sm关断，该过程结束;模态二时励磁电流先经过反并联二极管Dx对解耦电容进行充电，此时开通Sx可实现软开通，当变压器原边电流由正向变为负向给定值ixp时，开关管Sx关断;模态三时Sac1(或Sac2)开通，能量传递到网侧，开关管Sac1和Sac2根据电网电压的极性轮流工作半个工频周期，当副边电流i2减小到0时该阶段结束;模态四时所有开关管关断，变压器原副边电流为零。

该电路工作在电流断续模式下(DCM)，采用顺序磁化的调制方式，通过增加解耦回路来处理瞬时的脉动功率，这样就可以用小容值的薄膜电容代替原有的电解电容，提高逆变器的寿命。

3 参数计算和损耗分析

本文在进行参数设计时，选取额定输入功率Pin=100W，输入电压Vdc=40V，输入电流Idc=2.5A，开关频率fs=50kHz，并网电压为vac=220V/50Hz，下面介绍主要电路设计。

3.1 电路参数设计

根据前文对电路工作模态分析，设第一、二、三、四模态的工作时间分别为D1TS、D2TS、D3TS、D4TS，其中TS为一个开关周期，参数计算如下。

(1)模态一

由电路分析知，Idc=D1i1p/2。

由于电路工作在DCM状态，D1不能过大，取最大值D1max=0.25，所以得i1p=20A;在该过程中有:

式中，Lm为变压器原边励磁电感。由式(1)可得: Lm=10μH。且经过推导［6］可知:

(2)模态二

该过程中有:

根据文献［7］解耦电容Cx选取40μF的薄膜电容，其电压可近似为:

式中，Vx为解耦电容的平均电压;ΔV为解耦电容脉动电压的最大值;ω是电网工频角频率。得D2max= 0.225。

(3)模态三

式中，变压器变比为k=1∶N;vac=Vacsinωt;L2为副边励磁电感。将式(1)、式(2)代入式(4)，得:

取D3=0.2，可得N=4.4;取N=4，代入式(5)验证得D3=0.182。

由于电路工作在DCM状态，所以必须保证D1+D2+D3＜1，经验证上述参数计算满足要求。

3.2 损耗分析

为了深入理解电路的工作特性，对该电路进行详细的损耗计算［8］，分析产生损耗的原因，以优化电路性能。由于电路分四个工作模态，各阶段电流波形不同，因此在进行损耗分析之前要先分别计算各个阶段的电流值。

3.2.1 各阶段电流的计算

设Tg是半个工频周期，m=Tg/TS。

(1)流过Sm电流

平均值为:Idc=Pin/Vdc。

利用数学方法，模态一电流可以表示为:

式中，t1=D1TS=Lmi1p/Vdc。

则流过Sm电流有效值为:

(2)流过Sx电流

在模态二ixp可以表示为:

式中，i表示离散的整数。该阶段电流为:

则流过Sx电流平均值为:

式中，t2=D2TS=Lm(ixp+i1p)/vx;忽略解耦电容电压脉动的影响，近似取D2=a+dpsin(πi/m)，其中a、dp取常数。

流过Sx电流有效值可表示为:

(3)流过Sac1电流

变压器副边电流为:

则流过Sac1电流平均值为:

有效值可表示为:

3.2.2 电路损耗计算

(1)Sm的损耗

该电路工作在DCM模式，所以Sm为零电流开通(ZCS)，其主要为通态损耗和关断损耗。通态损耗可表示为:

式中，RSm．on为Sm的导通电阻。

Sm在关断时承受的端电压为:

所以开关管的关断损耗可表示为:

式中，tf．Sm为Sm的关断时间。

(2)Dm的损耗

由分析知只有模态一阶段有电流流过Dm，而该阶段结束时Dm端电压为零，所以Dm无关断损耗，其损耗主要是通态损耗，可表示为:

式中，VF．1为Dm的正向导通压降。

(3)Sx的损耗

合理控制Sm与Sx驱动信号之间的死区，能够实现Sx的零电压开通(ZVS)，所以Sx的损耗主要是通态损耗和关断损耗。其通态损耗为:

式中，RSx．on为Sx的导通电阻。

Sx在关断时承受的电压为:

则Sx关断损耗为:

式中，tf．Sx为Sx的关断时间。

(4)Sac1、Dac1的损耗

由于副边电流很小，近似忽略Sac1、Sac2、Dac1、Dac2的开通损耗，另外副边电流自然降为零，不存在反向恢复电流，所以Sac1、Sac2、Dac1、Dac2是零电流(ZCS)关断，因此副边开关管和二极管的损耗主要是通态损耗。

Sac1、Sac2的通态损耗为:

式中，RSac1．on为Sac1的导通电阻。

Dac1、Dac2的通态损耗为:

式中，VF．2为Dac1的正向导通压降。

(5)变压器损耗

变压器损耗主要为铜损、铁损以及漏感能量的损耗。在该拓扑中，变压器工作在反激状态，存在漏感能量，这部分能量不会被传到副边，但会在开关管关断时产生尖峰，消耗在电路中。漏感上存储的能量与变压器原边励磁能量成正比，假设励磁能量都传递到副边，则有:

式中，Lk为变压器原边漏感;PLk为原边漏感能量。

另外，变压器直流和交流电阻的损耗构成了铜损，交流电阻的损耗比较小，可以不计，所以变压器铜损为:

磁心铁损与变压器磁密、工作频率等有关，为:

式中，Ploss为单位体积磁心铁损;Vcore为磁心体积。

对于所选的磁心，有:

根据磁链守恒定理有:

式中，Np为变压器原边匝数;Ae为变压器磁心截面积。

实际中该电路器件选型见表1。

表1 器件选型Tab．1Devices selection

根据上述公式计算，电路损耗见表2。

计算得该电路效率为74.7%，该电路损耗主要是主开关管、解耦管开关损耗以及变压器损耗。这是由于增加了功率解耦回路，工作过程发生变化，附加损耗增大，而且各个开关管为硬关断，开关损耗增大。该拓扑损耗分析也可以作为器件选型的参考，选择开关速度快的开关管，从而提高电路效率。

表2 器件损耗Tab．2Devices losses

4 仿真及实验验证

4.1 带寄生参数仿真结果

利用PSIM搭建电路模型，并且加入寄生参数，仿真波形如图3所示。由图3(a)看出解耦电容电压vx以100Hz进行脉动，通过不断地充放电过程很好地实现了功率解耦。由于寄生参数的影响使得输出交流电流iac波形在过零点发生畸变，但该畸变只是略微增大输出波形的THD，并不会对交流电压质量产生很大影响;图3(b)为输入电流、变压器原边电流以及解耦回路电流波形。

图3 仿真波形Fig．3Simulation waveforms

4.2 实验验证

搭建一个100W的实验平台，其主要电路参数见表3。

表3 实验参数Tab．3Experimental parameters

图4所示为该拓扑实验波形，图4(a)自上至下依次为解耦电容上的电压、输出交流电压、电流波形，可以看出解耦电容电压以二倍工频进行脉动，很好地实现了输入输出侧脉动功率解耦，实验中测试电路效率为71.5%，比理论计算值略低。图4(b)自上至下为主开关管Sm端电压和变压器原边电流ip的波形，其中变压器原边电流由正变负减小的阶段是解耦回路工作阶段，该电流即为ix。

图4 实验波形Fig．4Experimental waveforms

通过理论分析和实验结果可以看出该拓扑可以很好地实现输入输出脉动功率解耦，将脉动功率转移到解耦回路，提高逆变器寿命。

5 结论

本文分析了一种带功率解耦的Flyback微型逆变器，该拓扑实现了输入输出侧脉动功率解耦，从而用小容值长寿命的薄膜电容代替电解电容，提高逆变器寿命。通过对该拓扑进行参数计算和损耗分析，得出计算损耗的公式。最后在实验室搭建原理样机，实验结果与理论分析一致。

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Flyback-type inverter with power decoupling

WANG Xiao，ZHANG Li-wei，LI Yan，YOU Xiao-jie
(Institute of Power Electronics，School of Electrical Engineering，Beijing Jiaotong University，Beijing 100044，China)

In single-phase photovoltaic(PV)grid inverter，the differences between input and output instantaneous power require large electrolytic capacitors，but the lifetime of electrolytic capacitors is relatively short，which severely limits the life span of the inverter．To solve this problem，power decoupling unit is added in the inverter so that electrolytic capacitors are replaced with long-life film capacitors．This paper studies the parameter calculation and loss analysis of a flyback inverter with power decoupling，then verifies the feasibility of the topology by experiment．

Flyback micro-inverter;photovoltaic power generation;power decoupling;loss analysis

TM615

A

1003-3076(2015)02-0044-06

2013-09-09

王晓(1988-)，女，河南籍，硕士研究生，研究方向为电力电子与电力传动;张立伟(1977-)，男，河北籍，副教授，博士，研究方向为电力电子与电力传动。