非协同突发信号的检测与解调*

魏宇培，梁先明，廖龙灵

(中国西南电子技术研究所，成都610036)

1 引 言

海事三代卫星移动通信的申请/业务等信号帧往往采用短时突发的信号形式，对于此类信号的检测不能采用连续信号的频谱检测方式，要求从信号时域上能准确检测出信号出现的时刻，否则将会影响到信号的解调结果。第三代海事Mini－M 标准业务信号，每帧偏移四相相移键控(OQPSK)调制突发信号帧头有专门的特征字(UW);第四代海事宽带全球局域网(BGAN)系统中有16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)调制方式，每个时分多址(TDMA)突发信号也有UW 特征字;第四代海事Isat 系列TDMA 帧同样也有专门的训练序列。这些特征字或者训练序列不仅可用于进行信号检测，还可进行突发信号的载频及相位估计。在上述常规的协同通信过程中通常可以通过双方协议测试出频偏和信号动态造成的影响;而如果在一些非协同的侦察领域，侦察终端可能装备于高速平台，可能会存在以下几个问题:一是非全概率截获信号，通常只能接收到信号的一部分片段;二是存在着较大的多普勒频偏和信号动态范围。因此，这种侦察处理领域要求结合快速测频和捕获方法达到信号的高效检测和解调。对于上述问题，要求侦察终端能够快速有效地进行突发信号检测、解调环路的快速锁定。

对于突发信号的检测最常用的方法是短时能量法［1］，该方法通过计算一段时间内的信号能量和噪声能量比值来判断，具有实现简单的优点。文献［2］将语音信号处理中的谱嫡法引入到通信信号检测中，提出了一种基于观测数据短时傅氏变换幅度谱嫡值的检测算法，可以实现低信噪比下的信号检测，但是作为一种自适应门限检测算法，其中排序运算大大增加了处理的复杂度，不适用于实时处理系统。本文重点从工程实用角度出发，对于突发信号的检测借助能量检测法结合匹配滤波法的方式提高检测概率，突发信号的解调首先借助前馈方式准确估计出信号的载波频率、载波初相以及定时位置，然后将前馈估计的参数预置到载波同步环路和定时同步环路，从而达到快速载波锁定和符号同步。

2 信号检测

海事三代Mini－M 标准的业务信号子帧典型格式如图1所示，其中UW 共有84 bit，I 路和Q 路为相同的42 bit，要求具有好的互相关特性。业务信号由多个突发子帧组成。

图1 Mini－M 标准业务信号典型子帧格式Fig.1 Super frame of mini－M standard services signal

信号检测通常是从信号的频谱特性和时域特性上进行检测，对于某些情况下也可以利用一些训练序列进行检测。基于频域特性一般是频域检测法，基于时域特性一般是能量检测法，基于训练序列通常也属于匹配滤波法。根据海事卫星信号的特点，本文提出能量检测结合匹配滤波的方法进行突发信号检测。能量检测法采用双滑动窗的形式可以快速获取突发信号的起始时间，其原理框图如图2所示，其中能量比值曲线X(t)是判决变量为窗口A 与B中的能量之比值曲线。双滑动窗口法的判决变量X(t)取值只与信噪比有关，与信号能量无关，所以可以通过设置比较固定的门限实现突发信号的检测。这种算法比较简单，关键是要选择好窗口的长度和每次计算一次移动的点数，窗口越长，每次移动的点数越少，检测的性能越好，代价是更多的计算量。同时，为了解决宽带内信号可能存在多频点信号，可以结合数字滤波的方式进行窄带信号检测。

图2 双滑动窗口法的响应Fig.2 Detection response on double sliding windows

另外，匹配滤波的信号检测可以按如下方式进行。假设含有特征字的突发信号的基带表达式为

匹配滤波器的冲激响应为h(t)=z (T－t)*，T为特征字周期。特征字包含于I(t)和Q(t)中，通过匹配滤波后可以得到滤波结果:

式中，⊙表示卷积，* 表示复共轭。由h(t)=z(T－t)*，可 得h (τ－ t)= z(τ－(t+T))*=z(τ－(t'))*，t=t'－T，式(2)可以转化为

图3 不同信噪比下匹配滤波法得到的帧头相关峰Fig.3 Frame header correlation－peak in different SNR conditions

图4中的(a)、(b)、(c)分别表示的是信噪比都是10 dB、特征字周期T 为0.008 s，而频偏分别为10 Hz、30 Hz、50 Hz时通过匹配滤波法得到的突发信号帧头相关峰值的情况，说明频偏对于帧头相关峰影响很大。仿真参数中UW 选用的I 路和Q 路的特征字为110110111110000011001100011101011010110011，显示的是高斯白噪声情况下单个相关峰的观测结果。

图4 不同频偏下匹配滤波法得到的帧头相关峰Fig.4 Frame header correlation－peak in different frequency offset

能量检测法虽然实现简单，但在实际电磁环境中检测精度容易受信噪比、突发强干扰等因素影响，可能会增加一定虚警和漏警概率，为了在低信噪比下提升检测性能，可通过文献［1］中基于主分量分析的短时能量检测算法进行优化;匹配滤波法在低信噪比下效果很好，检测时间精度高，但容易受频偏等因素影响，这里可以将两种方式进行结合。能量检测法实现初步检测，门限设置时尽量保证少漏警，然后触发信号频率测量，再用匹配滤波法进行精确的信号检测。

3 突发信号解调

卫星通信业务信号通常采用突发通信模式，对于这类突发通信信号的非协同解调很难单纯通过反馈环路实现载波同步和定时同步，其必然会造成业务信息的损失和破坏，因此对于突发信号的解调需要频率跟踪速度快，频率测量时间短、精度高，而且所选择的解调算法也必须依靠快速地发现信号。

对于突发信号的载波同步和定时同步，通常有数据辅助(DA)和非数据辅助(NDA)两种方式。数据辅助是利用发送数据前面的已知序列达到估计载波频率和初相;非数据辅助是认为数据为随机变量，通过极大似然估计的方法得到载波频率和初相。

载波同步是相干解调的基本要求，包括载频的精度估计和初相估计。载波同步首先需要准确估计载波频率，本文采用基于最大似然频率估计算法，需要满足以下几个约束条件:一是数据符号已知;二是符号定时是理想同步的;三是频偏远小于符号速率［4］。假设接收信号为

式中，ak是发射的第k 个基带调制定时同步点的数值，Δf 表示频偏，T 是采样周期，φ0 表示初相。采用数据辅助法获取载频频偏估计的公式如下［5］:

进而可以得到最大似然估计方程:

式中，R(m)为z(k)=S(k)a*k 的自相关函数，即

直接利用式(4)计算量大，算法复杂，由此有多种近似估计算法用于解决式(4)的计算问题，这里采用Kay 算法实现，其公式如下［6］:

式中，

对于初始相位φ0的估计可以采用如下表示［7］:

对于海事突发的OQPSK 调制信号通常I、Q 路独特字都是相同的序列且将Q 路延迟半个码片，也可以采用如下方式获取传输独特字时的信号初始相位。OQPSK 调制信号可以表示为

式中，

经过数字下变频后可以得到基带信号为

经数字化后

I(n)' =I(n)cos φ0－Q(n)sin φ0，

Q(n)' =I(n)sinφ0 +Q(n)cosφ0，

将I(n)'延迟半个码片后为

I_delay(n)' =Q(n)cos φ0－I(n－1)sin φ0，将Q(n)'延迟半个码片后为

Q_delay(n)' =Q(n)sin φ0 +I(n－1)cos φ0，通过如下公式可以得到φ0:

由式(10)可知，可以通过将基带信号进行匹配滤波后，获取相关峰值最大处的相位值即是独特字序列所在信号的初始相位值φ0;然后将初始相位值预置到载波同步环中，从而保证载波能一直处于同步状态，从而保证了解调的零损失工作，其工作框图如图5所示。

图5 解调处理框图Fig.5 Demodulation diagram

AD 中频采样的信号经过数字下变频、滤波、抽取等预处理后，得到I、Q 基带信号，由于突发海事信号的起始都是已知的特征字，可以利用该特征字进行信号检测和初相求取。信号检测通过I/Q 相关器求模得到，I/Q 相关器前采用sign 取符号与特征字进行相关计算，相关峰门限根据特征字长度、每个特征字的采样点数以及特征字自相关的峰值可以设置为固定值，可以适应50 dB以上的动态范围要求;由式(10)推导I、Q 路相关峰最大值即为OQPSK 调制的初相，通过将初相预置到常规OQPSK 载波同步环的方式实现载波环路的快速锁定;同时通过相关峰最大值位置也可以得到符号同步的最佳采样点位置，从而可以达到突发OQPSK 信号的有效信息零损失解调的目的。

4 试验验证情况

图6表示的是针对海事突发OQPSK 调制信号是否采用载频和初相估计预置载波同步环下的解调星座图对比效果图，其中(a)表示的是没有正确预置初相的解调星座图，星座图很难收敛，解调误差向量幅度(EVM)很差;(b)表示的是正确预置了初相的解调星座图，其星座图收敛很好，而且从突发信号开始时星座图就已收敛。

图6 突发OQPSK 调制信号解调性能对比Fig.6 Performance contrast of OQPSK demodulator

对于海事信号这类有数据辅助的短时突发信号，通过仿真和实际信号的验证，利用功率检测法快速进行突发信号检测，在信噪比7 dB时能达到95%的信号检测概率，信噪比10 dB时达到100%的检测概率;利用匹配滤波器法，在信噪比5 dB时能达到99%以上的检测概率。表1为突发方式的BPSK、OQPSK 信号解调性能统计结果，其中理论值采用的是连续信号相干解调的方式，对于实测值表示的是带特征字突发信号的实际误码测试情况(统计了1000 个子帧，每个子帧576 bit 信息)。通过测试发现，突发信号的解调性能要比连续信号解调性能理论值恶化3～4 dB，笔者认为最根本的原因是每个突发信号都需要重新进行载波捕获和同步，而理论值则是认为达到了理想情况下的载波同步和位同步，因此突发信号通过初相估计注入锁相环的方式在一定程度上会影响到解调器的性能。另外，单纯从误码率性能来说明突发信号解调性能不够全面，可以结合误包率指标来衡量。

表1 BPSK/OQPSK 信号解调性能表Tabel 1 Performance of BPSK/OQPSK demodulator

为了更好提升解调性能，可增加利用特征字进行载波频偏准确估计，从而使算法得到进一步优化。

5 结束语

针对海事卫星通信等突发信号的非协同分析，最主要是实现突发信号的检测和解调，然后才能进行后续的分析工作。对于突发信号的检测和解调可以借鉴一些通用的分析方法，同时也需要利用信号的一些先验信息进行数据辅助以便提升分析性能。本文提出的结合多种方式实现突发信号的检测以及零损失解调方案具有一定的普适性，可为相似信号格式的信号分析提供一定的工程借鉴，能够适应较低的信噪比、较大的信号动态和频偏影响。对于如果没有特征字或者事先不知道特征字的突发信号，如果需要适应低信噪比的检测和零损失的信号解调有比较大的难度，可以进一步深入研究。

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