五电平交直交变换器在贯通同相供电中的应用

常 非，赵丽平，冯金博

（1.西南交通大学电气工程学院，成都610031；2.潍坊供电公司，潍坊261021；3.中国建筑西南设计院，成都610041）

负序、无功、谐波一直是电气化铁路牵引供电系统存在的技术难题，随着高速、重载铁路的发展，负序问题越来越突出。由于电分相装置的存在，机车运行速度受到限制。为了解决这些技术难题，文献[1]提出了同相供电系统，取消电分相，实现负序、无功及谐波综合治理与补偿，取得较好效果，但目前我国电力系统的管理现状要求高压环网，而低压解网，呈树状供电，于是分区所处的两侧虽为同相电压，但正常运行时却不能贯通，那就依然存在电分相环节；文献[2]提出了贯通同相供电系统，采用三相交流—直流—单相交流的牵引变电所结构，彻底取消电分相，实现电气化铁路内部同相联网，消除或大大减轻牵引供电系统对电力系统的电能质量影响。

由于牵引负荷是高电压、大容量负荷，传统的两电平交—直—交变换器已不能满足要求。为了适应高压大容量牵引供电要求，降低开关器件应力，降低开关频率，降低输出电压谐波，减小开关器件损耗，提高潮流控制器可靠性及效率。本文研究了基于二极管箝位五电平结构的贯通供电系统交直交潮流控制器。

1 贯通同相供电系统

贯通同相供电[2]是指线路上不同变电所供电的区段接触网电压同相位，线路上无电分相环节的牵引供电方式。

1.1 贯通同相供电系统结构

实现贯通同相供电系统的牵引变电所主要由三相/单相的交直交潮流控制器构成[2]，如图1 所示。与原牵引供电系统相比，牵引侧各供电臂电压相同，从而可取消电分相，消除了高速列车过分相绝缘器所存在的安全隐患，适宜高速铁路运行。为了提高供电的灵活性和可靠性，可根据要求断开或闭合分区所分段断路器，实现单边或多边供电，使牵引网电压损失和功率损失降低。由于牵引变电所采用交直交全变换供电方式，牵引网形成独立于三相电力系统的环形供电网络，电力系统仅与牵引网侧交换有功，三相负荷平衡，不存在负序问题，由此不需要采用平衡变压器方案或换相接线来抑制负序。同时，贯通式同相供电系统输出的牵引馈线电压大小、相角均可自行控制，可以有效调度牵引供电系统负荷潮流，可降低牵引变电所容量，提高其容量利用率。

图1 贯通同相供电系统结构原理Fig.1 Structural schematic diagram of continuous power supply system

1.2 运行过程

贯通同相供电系统输出的牵引馈线电压可视为电压源，其大小、相角均可自行控制，见图2。

牵引网送电时，先将任意一个牵引变电所的牵引馈线投入，如馈线1，设其电压为U˙1；然后将馈线2 电压U˙2由任意向量U˙2调整至与U˙1大小、相位均相同时投入，实现与馈线1 并车；其他依次投入，实现贯通同相供电。

牵引网馈线电压的可控性为牵引供电系统负荷潮流的有效调度提供了可能。一个原来不可能的事情可能实现，即把每台电力机车的负荷潮流尽可能均分到每个牵引变电所中去。

图2 牵引网各馈线电压调整示意Fig.2 Sketch map of feeder regulation in traction network

2 交直交潮流控制器主电路结构

潮流控制器采用了基于二极管箝位五电平结构的三/单相交直交变换结构，其结构如图3 所示。通过直流电容在两级变换器中传递能量，可以将三相整流和单相逆变分开控制。三相整流单元传递牵引负荷需要的有功功率，稳定直流侧电压；单相逆变单元需要输出大小和相位可控的单相交流电压，供牵引负载使用。

2.1 二极管箝位五电平变换器的工作原理

简要分析五电平变换器的一个桥臂工作原理，如图4 所示，开关管工作状态如表1 所示。

表1 输出电压电平与开关管开关状态关系Tab.1 Relationship between output voltage level and switch state of switch tube

2.2 基于单级电容的辅助稳压电路

针对二极管箝位多电平变换器在传输有功功率时，直流分压电容上的电压不平衡问题，文献[4]提出了一种基于电感电路的辅助稳压电路，该电路需要主电路或者均压控制电路的电压和电流信息，因此需要附加传感器等信号采集硬件。本文所采用的基于单级电容的辅助稳压电路则不需要附加传感器等信号采集硬件，也能使整个电路简单可靠，如图5 所示。该电路能够在任意功率因数条件下，特别是在传递有功电流时，实现直流电容的电压均压与稳压，使得变换器的PWM 调制深度不再受直流电压稳定条件的限制，保证在任意调制深度条件下实现有功或无功的传递[5]。

图3 交直交潮流控制器结构原理Fig.3 Structural schematic diagram of AC/DC/AC flow

图4 二极管箝位五电平变换器的一个桥臂Fig.4 A bridge of diode-clamped five-level converter

该辅助电路箝位在五电平变换器电容侧，辅助电路各开关管工作状态如表2 所示，t1时刻（即一个PWM 周期的前半段）开关管S1、S3、S5、S7导通，C1与Ca1，C2与Ca2，C3与Ca3均形成通路，两两之间可实现相互均压；t2时刻（即PWM 周期的后半段）开关管S2、S4、S6、S8导通，C2与Ca1，C3与Ca2，C4与Ca3均形成通路，两两之间也可实现相互均压。在一个PWM 周期内C1、C2与Ca1，C2、C3与Ca2，C3、C4与Ca3均实现能量的交换，经过几个周期的能量反复交换后这7 个电容储存能量均相等，即可实现均压，以达到稳压控制的目的。

图5 基于单级电容的直流辅助稳压电路Fig.5 DC auxiliary voltage-stabilizing circuit based on single stage capacitor

表2 辅助稳压电路的PWM 控制策略Tab.2 PWM control strategy of auxiliary voltage-stabilizing circuit

3 交直交潮流控制器控制策略

3.1 三相PWM 整流器控制方式

PWM 整流器采用基于同步旋转坐标变换的有功无功解耦控制，其系统框图如图6 所示，其控制原理为

图6 三相整流器控制系统框图Fig.6 Block diagram of three-phase rectifier control system

多电平变换器的调制策略分为载波PWM 技术和空间矢量PWM 技术。多电平载波层叠法实现简单，但电压利用率低；而SVPWM 的最大优点在于电压利用率高，易于数字实现等。

针对传统SVPWM 调制时电压矢量定位和作用时间计算都需要繁琐的三角函数计算等难题，本文采用一种快速SVPWM 调制算法，该算法将传统αβ 坐标系坐标轴沿坐标原点顺时针或逆时针旋转45°得到α′β′静止直角坐标系，如图7 所示，其空间矢量分布如图8 所示。在该坐标系下，参考矢量轨迹为椭圆形，其基本矢量都处于整数点上，且各相邻的基本矢量坐标点之间构成正方形或等腰直角三角形。因此，参考电压矢量定位和作用时间计算只需进行简单的加减及乘法运算，不需进行繁琐的三角函数及无理数运算，计算量大大简化[6]。

图8 α′β′静止直角坐标系下五电平变换器空间电压矢量Fig.8 Five-level converter spatial voltage vector in α′β′stationary cartesian coordinate system

3.2 单相逆变器控制方式

单相逆变单元采用双闭环控制方法，即电压外环电流内环控制，以实现输出电压的快速调节，控制原理如图9 所示。

图9 单相逆变单元控制原理Fig.9 Schematic diagram of cotroller for single-phase inverter unit

将指令电压与实际的输出电压信号进行比较，经PI 调解后形成逆变器指令电流，指令电流与实际电流的差值经PI 调解后形成单相逆变器调制波，调制波与三角载波比较，产生功率器件开通或关断的信号，驱动单相逆变单元工作。

4 仿真验证

在Matlab/Simulink 下建立仿真模型，其仿真模型参数设置为：电力系统额定电压为110 kV，系统短路容量为1 000 MVA，降压变压器变比为110 kV/3.8 kV，直流支撑电容为0.056 F，直流侧电压为6 600 V，升压变压器变比为4.6 kV/27.5 kV，开关频率为2 kHz，牵引母线额定电压为27.5 kV，牵引负载为交直交型负载，初始功率为5 MW，1 s 后功率突变为10 MW。仿真波形如图10～图18 所示。

由图10～图13 可以看出，潮流控制器向牵引负载供电时，电力系统侧三相电流对称，并且与电压同相位，功率因数接近于1，谐波畸变率很低，使得牵引供电系统呈现出三相对称纯阻性负载特性，电力系统侧电能质量良好，牵引母线电压能够稳定在27.5 kV，并且谐波畸变率很低，具有较高的电压质量。而且1 s 后负载功率由5 MW 突变为10 MW 时，系统动态性能良好。

图10 110 kV 系统侧电压波形Fig.10 Voltage waveforms of 110 kV system side

图11 110 kV 系统侧电流波形Fig.11 Current waveforms of 110 kV system side

图12 牵引母线电压波形Fig.12 Traction bus voltage waveform

图13 牵引母线电流波形Fig.13 Traction bus current waveform

图14 直流侧分压电容电压波形Fig.14 DC side divider capacitor voltage waveforms

图15 直流侧总的电压波形Fig.15 Total voltage waveform of DC side

图16 整流侧线电压波形Fig.16 Line voltage waveform of rectifier side

图17 逆变侧线电压波形Fig.17 Line voltage waveform of inverter side

图18 α′β′静止直角坐标系下五电平变换器空间电压矢量Fig.18 Five-level converter spatial voltage vector in α′β′stationary cartesian coordinate system

由图14 和图15 可以看出，直流侧电容实现了均压，说明了辅助稳压电路的可行性；由图16和图17 可以看出，五电平变换器输出线电压具有9 个电平，比传统的两电平交直交变换器输出电压更接近正弦，可以有效降低谐波电压；由图18 可以看出，在α′β′坐标系下，参考矢量轨迹为椭圆形，与前述理论分析一致。

5 结论

（1）经仿真验证，文中提出的基于二极管箝位五电平结构的贯通供电系统交直交潮流控制器能够适应牵引负荷高电压、大容量的需求，使得牵引供电系统呈现出三相对称纯阻性负载特性，电力系统侧电能质量良好。

（2）潮流控制器能够根据牵引负载变化，快速提供牵引负载需要的有功功率，具有良好的动态性。

（3）五电平变换器输出线电压具有9 个电平，比传统的两电平交直交变换器输出电压更接近正弦，可以有效降低谐波电压。

（4）仿真验证了文中辅助稳压电路和基于α′β′静止直角坐标系下快速SVPWM 调制算法的可行性和简便性。

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