基于预测直接功率控制的三电平逆变并网

何鹏飞， 吴 雷

(江南大学 轻工过程先进控制教育部重点实验室，江苏 无锡214122)

在逆变并网系统中，逆变器是提高转换效率和输出波形质量等性能的关键部分。在逆变器的控制方法中，传统直接功率控制采用逻辑开关表，将瞬时有功和无功功率送入滞环比较器进行比较，控制结构简单，动态响应好［1］;但会使开关频率不固定，且滤波器的设计变的复杂，同时产生频率不定的谐波。将有限开关状态模型预测控制［2］和直接功率控制相结合，组成预测直接功率控制，既能继承直接功率的优点，又可实现开关频率的恒定，提高稳定性。二极管箝位型三电平逆变器［3-4］可以使输出波形谐波含量小，损耗小，系统效率高。

文中应用二极管箝位型三电平逆变器，采用有限开关状态模型预测直接功率控制对逆变并网进行控制［5-6］。通过仿真实验，验证控制策略的可行性和有效性。

1 三电平逆变器原理

1.1 三电平逆变器的电路拓扑

由于二极管箝位型三电平逆变器结构简单，容易控制，逐渐成为多电平逆变器研究的热点，二极管箍位式三电平逆变器拓扑结构如图1 所示。定义三电平逆变器各桥臂的开关变量分别为Sa，Sb，Sc，用1 和0 分别表示各开关器件的开通和关断。

图1 二极管箝位式三电平逆变器拓扑Fig.1 Topology of the diode-clamped three-level inverter

1.2 三电平逆变器的空间矢量

定义各桥臂开关状态的开关变量Sx的表示方式如下:

式中:x = a，b，c，Sx1～ Sx4分别为4 个器件的开关信号。

空间电压矢量U 的方程为

1.3 并网逆变器的数学模型

并网逆变器输出的交流电压、电流经滤波器并入电网侧的等效电路，具体如图3 所示［7］。

图2 三电平逆变器空间矢量图Fig.2 Space vector diagram of the three-level inverter

图3 并网侧等效电路Fig.3 Equivalent circuit of the grid-connected side

由图3 可知，在三相静止abc 坐标系下，并网逆变器a，b，c 三相的电压方程为

通过3s/2s 变换，得到两相静止αβ 坐标系下的数学模型为

2 有限开关状态模型预测直接功率控制的原理

在两相静止αβ 坐标系中，三相并网逆变器交流侧电网输出瞬时有功、无功功率为［8-9］

则瞬时功率的微分方程为

由式(4)可知:

理想条件下，瞬时电网电压值可表示为

由式(8)可得瞬时电网电压的变化率为

忽略阻抗的影响，将式(7)和式(9)代入式(6)可得:

由于瞬时电网电压、电流，线圈电感在一个采样周期内为恒定值，由式(10)可知，功率变化率只受并网逆变器交流侧输出的电压影响。

根据三维空间矢量调制方法，通过判断三相电压正负及大小可以判断出三相电压的合成矢量，即逆变器交流侧输出电压矢量所在扇区，从而确定合成目标矢量的3 个基本电压矢量;再计算每个基本电压矢量的作用时间，确定作用顺序，以调制出开关管的触发脉冲。

在一个采样周期Ts时间内，将瞬时有功、无功功率变化率离散化可表示为

每个控制周期Ts内功率变化量为

在每个控制周期结束时，功率误差变化率为

式中:ΔPk，ΔQk为第k 周期开始时的功率误差。定义误差目标函数:

由上式可知，只要使功率误差变化率无限接近于零，即可使误差目标函数最小。根据极值求值法可得出各电压矢量的作用时间如下:

式中:t1，t2t3分别为基本电压矢量U1，U2，U3的作用时间。

电压矢量作用顺序要求每次变换都只有单相状态发生变化，即按照类似0 →1 →0 →－1 →0 的形式进行变换，以获得较小开关损耗和电压应力。

3 仿真实验结果分析

逆变并网控制系统的控制结构如图4 所示。

应用Matlab 软件搭建模型进行仿真，参数设定为:直流母线电压Udc= 550 V，采样频率10 kHz，电网电压有效值220 V/50 Hz，滤波电感L = 6 mH，R =0.04 Ω，直流侧电容C = 4 700 μF。逆变器输出的A 相相电压和AB 相线电压如图5 和图6 所示。

由图5 和图6 波形可知，三电平逆变器输出的相电压和线电压分别为三电平和五电平，满足控制要求。

采用有限开关状态模型预测直接功率控制方法逆变器输出的三相电流波形如图7 所示。

图7 三相电流波形Fig.7 Three phase current waveform

逆变器输出A 相电流的谐波分析如图8 所示。

图8 输出电流FFT 分析Fig.8 FFT analysis of the output current

输出电流谐波THD = 1.96%，谐波小，毛刺少，满足并网电流的谐波要求。

控制电路部分采用TMS320F2812 芯片进行控制。有功功率参考值设为P*= 4.5 kW，无功功率参考值设为Q*= 0 V·A。图9 和图10 分别为采用改进预测直接功率控制和直接功率控制测得的AB 相线电压的实验波形。

图9 直接功率控制输出波形Fig.9 Output waveform of the direct power control

图10 改进预测控制输出波形Fig.10 Output waveform of the improved predicted direct power control

由图9 和图10 的输出实验波形可知，改进预测直接功率控制输出的并网电压谐波更小，更稳定，输出的并网电压更接近电网电压，直接功率控制输出的波形则毛刺较大，不够平滑。

图11 为三电平逆变器改进预测直接功率控制瞬时功率的输出波形。

图11 三电平逆变器瞬时功率输出波形Fig.11 Instantaneous power output waveform of the three-level inverter

由图11 可知，稳态下三电平逆变器输出的有功功率基本达到参考值，无功功率在零点上下略微摆动，功率振荡较小，损耗小，满足控制要求。

4 结 语

文中采用二极管箝位型三电平逆变器作为并网系统的逆变并网部分，应用有限开关状态模型预测直接功率控制对逆变器进行控制，建立了αβ 坐标下的数学模型。针对直接功率控制频率不固定，滤波设计复杂的缺点，采用有限开关状态模型预测直接功率控制使开关频率恒定，实现单位功率因数的控制，使并网性能得到提高。结果表明，所采用的方法可减小开关管承受的电压，进一步减小输出波形谐波，降低了损耗。

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