交错并联Boost功率因数校正器设计

蒋 燕，王朗珠，郑 航

(1.重庆电力高等专科学校，重庆400053;2.金华市电力局，浙江金华321017)

随着电力电子技术的发展，AC-DC功率变换器广泛应用于计算机电源、通信电源、节能灯、LED照明系统、家用电器、电动机驱动变频器、不间断电源、工业电源等场合，由此产生的谐波污染和低功率因数问题也日趋严重［1］。功率因数校正(Power-Factor-Correction，PFC)，正是解决这一问题的一种有效方法。随着功率等级的不断提高，传统单相Boost PFC受功率器件的选型、成本、体积、整机效率等因素的限制，无法满足较大功率场合的应用［2-3］。将交错并联技术引入到Boost PFC中，能够有效地降低输入电流纹波，减少开关管的电流应力，提高功率变换器的功率密度和效率，适合在较大功率场合应用［4-5］。

Boost PFC电路不能由电压跟随控制方法得到，通常由采用的电压、电流双闭环控制得到［6-8］。根据PFC电路中电感电流是否连续，可将电路的工作模式分为三种:电流连续模式(CCM)、断续工作模式(DCM)和临界导通模式(CRM)。DCM无需检测输入电压和电流，控制电路相对简单，但在该模式下，开关管和二极管中的峰值电流远大于平均电流，导通损耗很大，并且输入EMI较大;CRM模式功率器件应力小，且不存在续流二极管反向恢复问题，但开关频率会随着输入电压和负载的变化而变化，峰值电流是平均电流的2倍，增加了PFC电感的设计难度。因此，CRM和DCM模式通常应用于小功率场合。CCM工作模式下电感电流连续，输入输出电流纹波小，EMI滤波器的设计容易，变换器中功率器件承受较低的电流应力和通态损耗。中、大功率应用场合的功率因数校正电路一般采用CCM模式。本文采用交错并联式连续导通模式PFC控制器实现两级Boost PFC电路交错运行［9］。

1 交错并联Boost PFC基本结构和电路特性

1.1 基本结构

两相交错并联Boost PFC的电路结构如图1所示。图中，L1、L2为两个量值相同的升压电感，S1、S2为开关管，D1、D2均为整流二极管，C为输出电容。L1、S1和D1构成了一个单相PFC支路;L2、S2和D2构成了另一个单相PFC电路;开关管S1、S2分别交错导通，相互滞后1/2个开关周期，相位相差180°。

图1 交错并联Boost PFC主电路

1.2 电路特性

1.2.1 电感电流纹波分析

与传统单相Boost变换器相比，交错并联Boost PFC总的输入电流等于各支路电感电流之和，当每个PFC支路所对应的电感电流上升和下降趋势相反时，两者叠加后相互抵消减小了输入电流纹波。图2为两相交错并联Boost PFC中电感电流叠加图。

图2 两相交错Boost PFC电感电流叠加图

图2(a)所示是D＞0.5的情况。由图可知，单支路电感电流周期是叠加后总的电感电流周期的2倍，其等效占空比为:

在D1阶段，叠加后总的电感电流线性上升，此时输入电压vg等于电感电压vL。

将两式相加，得到叠加后的电感电流纹波，即为总的输入电流纹波:

当令L1=L2=L时，可得到总的输入电流纹波为:

同理，可得到D＜0.5时，总输入电流纹波:

故由以上分析可以得到两相交错并联Boost PFC中电感电流纹波比值:

由式(8)可知，K(D)始终小于1。当 D=0.5时，两电感电流纹波相互抵消为零，其余时刻，输入电流纹波也均小于单支路的电感纹波。

1.2.2 升压电感分析

在两相交错并联Boost PFC电路中，两电感支路分摊总的输入电流，所以各支路承担总输入电流的一半。而在相同功率下，传统Boost PFC电路中，电感支路就承担总的输入电流。假设传统Boost PFC的电感电流为I，则其电感中存储的能量为:

在两相交错并联Boost PFC电路中，各支路电感电流为I/2，则两个电感中储存的总能量为:

与传统的Boost PFC相比，交错并联Boost PFC的另一个优点是，可以减小磁芯的尺寸，从而缩小电感体积，提高了功率密度。

1.2.3 输出电容电流分析

在单相Boost PFC和交错并联Boost PFC电路中，输出电容电流的有效值与占空比的关系分别为:

由式(11)、(12)可知，交错并联电路输出电容均方根电流只有单相电路的一半。因此，交错并联结构可以有效地减小输出电容电流的有效值，同时也降低了电容电流应力，使PFC变换器的可靠性得到提升。

2 交错PFC的控制原理

由交错并联Boost PFC电路分析可知，各支路相互独立工作，两路开关驱动信号相位相差180°，且导通时间相等，使总的输入电流跟踪输入电压，实现功率因数校正。图3所示为基于平均电流控制的电压、电流双闭环反馈控制的原理框图。

图3 双闭环控制原理框图

其工作原理为:电压环经分压网络采样输出电压与电压参考信号比较，经过电压误差放大器得到电压误差控制量，电压误差控制量与整流侧输入电压正弦半波信号经乘法器运算得到综合的电流参考信号。电流环将乘法器输出的电流参考信号与采样得到的电流信号相比较，经PI调节后作为调制信号，经PWM调节器分别与两路交错180°三角载波信号比较得到交错的开关管驱动信号。在输入电压检测时引入输入电压有效值的平方的倒数，目的是使电压外环回路的增益不随电网电压有效值的变化，满足输入电压较大变化范围且保持输入功率的恒定。从整流桥侧取样输入电压是为了使得电流参考信号相位跟随整流后的电压正弦半波。

在平均电流控制的PFC电路中，电流采样值与电流参考信号比较后，经过电流误差放大器得到的PWM调制信号，输入到PWM调节器的同相输入端，与三角波信号发生器的输出信号比较后，控制开关管的占空比，使电感电流跟踪电流参考信号，实现功率因数校正的目的。当电感电流上升时，PWM调节器的输出占空比下降，从而减小电感电流;反之，则增大电感电流。当输出电压减小时，电压误差放大器的输出将增大，导致乘法器输出的参考电流增大，使电感电流也随之增大，从而使得输出电压上升;反之，电感电流减小，输出电压下降。

3 仿真与实验

3.1 仿真

在MATLAB中建立交错并联Boost PFC电路模型进行仿真分析。电路中的仿真参数如下:交流输入电压为50 Hz/220 V;输出电压为380 V;开关频率为65 kHz;升压电感值为300 μH;直流侧输出电容为1 410 μF;负载为60 Ω。仿真电路实现了交错PFC的电路功能。图4所示为输入电压与电流波形。由图示可见，电路具有较高的功率因数校正效果。输出电压波形如图5所示，输出电压纹波频率为输入电压频率的两倍，输出电压在380 V上下波动，峰峰值约为6 V。两个电感电流波形和输入电流波形如图6所示，从图中可以看出，电感电流纹波相互叠加抵消，使输入电流纹波减小。

图4 输入电压和电流波形

3.2 实验验证

图5 输出电压波形图

图6 电感电流纹波波形

根据仿真分析，设计搭建了一台2.5 kW的交错并联Boost PFC实验样机。输入电压为交流市电220 V，输入调节范围为176～265 V，工频50 Hz;输出电压为直流380 V，开关频率为65 kHz，升压电感采用铁硅铝300 μH;输出滤波电容选用3个470 μF/600 V电容并联;选取的 MOSFET型号为SPW47N60C3:600 V/47 A;二极管选用的SiC型号为CSD20060:600 V/20 A;样机采用了两级EMI滤波器。

采取分步调试的策略，获得了反映变换器工作情况的典型波形如下:负载2 kW时的输入电压与输入电流波形如图7所示。图8所示为输出电压波形，输出电压在380 V左右，纹波幅值为20 V，满足设计要求。电感电流纹波如图9所示，表明电路实现了较好的均流效果。可见，控制芯片UCC28070实现了较好的功率因数效果，在较重负载下，功率因数在0.99以上，效率可达到96%。同时，证明了在大功率应用场合，交错并联Boost PFC电路能够有效地减小输入电流纹波，提高纹波频率，简化设计难度，提高功率密度。

图7 输入电压和电流波形

图8 输出电压波形图

图9 电感电流纹波波形

4 结论

本文基于UCC28070控制芯片采用电压电流双闭环控制设计了交错并联Boost功率因数校正器。实验结果表明，控制芯片UCC28070实现了开关管的交错导通，取得了很好的功率因数校正效果，功率因数在0.99以上，效率可达到96%;同时，证明了在大功率应用场合，交错并联Boost PFC电路能够有效地减小输入电流纹波，提高纹波频率，简化设计难度，提高功率密度。

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