基于LLC谐振的150WLED驱动电源设计

高海生，雷 宝

（华东交通大学电气与电子工程学院，江西南昌330013）

作为第4代固态照明技术代表的LED，正越来越受到人们的重视，它具有工作电压低、寿命长、安全节能、启动时间短、发光体接近点光源等众多优点，被公认为是未来最佳的光源，所以开发高效、节能、安全、高功率等级的LED驱动电源已成为一个重要的课题［1］。现代开关电源发展的一个方向就是高频化，实现高频化的关键就是软开关技术，LLC谐振变换器是常用的一种软开关技术，它是在传统的串、并联谐振变换器上增加一种谐振原件后构成的。因此，相对于普通串、并联谐振变换器，它在性能上有了明显改善。它不仅能实现原边侧主开关管ZVS开通，还可实现副边侧整流管ZCS关断，且具有开关管与整流管电压应力低、开关损耗低、开关频率高、整流管无反向恢复损耗、允许输入电压范围宽、效率高、方便使用磁集成技术、功率密度大等优点［2］。所以LLC谐振变换器在LED驱动电源中的应用有着很深远的研究意义。

设计电路采取PLC+LLC半桥的两级变换方案，大大降低了前后两级开关管的损耗，相对采用三级机构的驱动电源，效率也有明显改善。电源结构框图如图1所示：

图1 电源结构框图Fig1 Power block diagram

1 LLC电路原理介绍

半桥LLC谐振变换器电路图如图2所示，Q1，Q2为功率MOS管，两者交替导通，占空比为50%，产生一方波电压，作为谐振回路的输入。Ds1，Ds2分别为其体二极管，C1，C2分别为其寄生电容。Cr，Lr，Lm组成谐振回路，Cr还起着隔直电容的作用。D1，D2组成副边整流电路，输出电压经Co滤波后，提供给负载。

LLC谐振变换器有两个谐振频率，当副边整流二极管导通时，Lm被变压器副边电压钳位，只有Lr与Cr参与谐振，谐振频率为fr；当副边整流二极管截止时，变压器不向次边传递能量，Lr，Lm与Cr共同参与谐振，谐振频率为fm。fr，fm分别如下：

对LLC谐振变换器可以作如下等效电路，如图3所示，Vm是正负半周对称的方波电压，

Re是次边折算至原边的等效电阻，输入阻抗Zin为

图2 LLC谐振变换器电路图Fig.2 LLC resonant converter circuit

其中：ω=2πf。

变换器的电压增益Mdc为

图3 LLC谐振变换器等效电路图Fig.3 Equivalent circuit of LLC resonant converter

其中：fn=f/fr，λ=，Q=。

折算到初级的等效负载阻抗Zac为

其中：Ro为输出电阻，n为变压器匝比。

2 LLC特性分析

2.1 LLC谐振变换器fm ＜f ＜fr 时的阻抗特性分析

LLC变换器开关管在fm＜f＜fr和f＜fr两种频率条件下，开关管均可实现ZVS，降低了管子导通和关断期间的交越损耗。当fm＜f＜fr时，副边整流二极管上电流断续，管子可以实现ZCS，消除了二极管反向恢复电流引起的反向恢复损耗。但当f＜fr时，副边整流二极管上电流连续，不能实现ZCS，会引起恢复损耗的产生，且此时并联谐振电感Lm被方波电压箝位，不能参与谐振，工作性能不如在fm＜f＜fr下好。所以把工作频率设计在fm与fr之间，不仅可以使功率开关管实现ZVS，还可以使次级整流二极管实现ZCS，有效降低了二极管和开关管的交越损耗，提高了系统的整体效率。

下面对LLC谐振变换器在fm＜f＜fr下的工作特性进行分析：

第1 阶段：t0-t2时刻，如图4（a）所示，开关管Q1导通，谐振电流iLr开始以正弦方式增长，由负变正，Lm线性充电，谐振电流iLr大于励磁电流iLm，其差值通过副边整流后传递到负载。二次侧整流二极管D1导通，变压器被输出电压箝位，Lr和Cr参与谐振，Lm不参与谐振。

第2阶段：t2-t3时刻，如图4（b）所示，t2时刻谐振电流iLr等于励磁电流iLm，Lm参与谐振，LLC谐振网络开始工作，变压器原边、副边断开，整流管D1关断，由输出滤波电容CO向负载供电。

第3阶段：t3-t4时刻，如图4（c）所示，Q1关断，Q2未开通，进入死区时间。谐振电流iLr对Q1的结电容C1充电，Lr、Cr、Lm同时参与谐振，Q2的结电容C2开始放电，为Q2的ZVS开通创造条件。

第4阶段：t4-t5时刻，如图4（d）所示，谐振电流iLr流过Ds2，t4时刻Q2实现0电压开通，进入下半个开关周期，工作原理与此类似，这里不再详述［4］。

LLC谐振变换器的4个工作阶段电路原理图及主要波形分别如图4，图5所示：

图4 LLC谐振变换器各阶段电路图Fig.4 Circuit diagram of LLC resonant converter at each stage

2.2 LLC谐振变换器变化参数对直流增益的影响

由式（2）可以看出，谐振变换器的直流增益是一个关于λ和Q的复合函数，下面对谐振变换器参数变化对直流增益产生的影响进行分析。

固定变压器的匝比n和电感系数λ，通过变化Q可得LLC 谐振变换器直流增益曲线如图6（a）所示。由图可以看出，每条曲线的增益都是随频率先增加，达到峰值增益之后开始随之减小，峰值增益随Q值的增加而减小，但每条曲线均通过f=fr点处，此时变换器的增益是相等的，其特性基本与负载无关。

图5 LLC谐振变换器主要波形图Fig.5 Main waveform diagram of LLC resonant converter

图6（a）曲线中的拐点频率是Lm参与谐振的频率，开关管工作频率f必须大于拐点频率，谐振网络才呈感性，此时开关管在整个周期内均能实现ZVS。另外Q越小，拐点频率就越小，变换器的工作频率范围就会变宽，不利于控制开关管的损耗和磁性元件的工作。变换器所需最大直流增益是在负载为满载且输入电压最低时，这样变换器在轻载和高输入电压时直流增益同样满足要求。故Q值的选取原则是，在满足最底输入电压且满载的直流增益时，尽可能选取大的Q值［6］。

图6（b）为固定变压器匝比n和品质因素Q，变化λ时得到的曲线增益图。由图可知，随着λ的减小，直流增益曲线幅值也减小，当输入电压在低压端时，将无法得到目标电压。同吋λ值过小，曲线的拐点频率将减小，变换器开关的频率范围变大，将会给变压器的设计和驱动芯片的选取带来困难。但是，若λ值过大，虽提高了直流增益，却减小了谐振电感Lm，在同样的负载能力下，Lm减小会使循环电流增大，进而导致电路损耗的增加。同时过大的λ值还会使得很小的开关频率变化引起直流增益的陡增或陡降，这对变换器的环路控制和电路的稳定性很不利［7］。故电感系数λ的选择需在损耗和增益之间作一个折中的选择，此处λ值取0.17。

图6 Q变化时的增益曲线Fig.6 The gain curve

3 参数设计

3.1 LLC电路部分

该部分电路工作情况为：输入电压Uin=390 V，考虑到负载突变等因素，Uin有10%～15%的波动，输出电压Uo=25 V，输出电流Io=6 A，整流二极管压降为UF=0.7 V，预设高压输入状态下效率Eff为0.92，谐振频率fr=100 kHz，考虑到次级漏感的影响，在谐振频率点变换器的增益一般在1.1～1.2之间，此处取谐振点处的增益为Mft=1.15［8］。

变压器实际匝比n为

确定了电感系数λ、匝比n，可根据增益变化曲线取Q值为0.3，由式（3）得等效负载阻抗Zac为

则输出阻抗Zo为

谐振电容Cr为

同时，谐振电感Lr和激磁电感Lm分别为

变压器选用ER35骨架，变压器初级绕组的最少匝数为54圈，根据变压器的匝比，取次级17 圈。LLC控制芯片采用飞兆半导体的FSFR2100［9］，该芯片内部集成有两个耐压600 V的功率开关管，而且该芯片外围电路简单，在100 kHz 的工作频率、150 W 的输出功率下无需外加散热片，在实际应用中有着明显的优势。

3.2 PFC电路部分

本文采用以Boost 为主拓扑并工作在BCM 模式下的有源功率因数校正电路。选用ST 公司推出的L6562A作为控制芯片，功率因数校正电路的设计指标如表1.

表1 PFC电路设计指标Tab.1 PFC circuit design specifications

由公式L=可知电感L=230 μH。

输入滤波电容为

其中：r=0.2 是输人电压纹波系数。

输出滤波电容为

根据Ap法选择PC40EI30作为磁芯，同时应考虑铁损与铜损的平衡，因为峰值电流是有效值电流的2.8倍左右，铁损就成为主要损耗。因此选用的磁芯应是Ac较大而磁路较短的宽且扁的磁芯，适当增加电感匝数的同时开气隙，来降低ΔB，减小铁损［5］。

4 结果

根据上述讨论和设计结果，制作了实验样机，样机在全负载范围内实现了原边MOSFET管的ZVS，开关管的关断损耗也非常小。同时，副边整流二极管也实现了ZCS，二极管关断时没有电压过冲，也不存在PWM 中整流二极管普遍存在的方向恢复电流的问题，因此二极管的耐压降低，并且开关损耗也大大降低了。输入电压变化时，相应的功率因数PF，总谐波失真THD，以及效率η测试结果如表2。可以看出整机的工作效率都在88%上，且PF值都在0.98 以上，完全达到设计指标。

表2 全电压范围内测试结果Tab2 Test results of The full voltage range

5 结论

设计了PLC+LLC半桥的两级级联LED驱动电源，大大降低了开关管的损耗，通过实验证明，在全电压范围内有很高的工作效率，表明设计方案合理可行。

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