混合模式PFC芯片设计

姜岩峰,张 东,李 杰

（北京自动测试技术研究所，北京,100088）

0 引言

图1 二极管整流电路

随着电力电子技术的飞速发展，人类对电能的利用能力以及各种类型供电系统的技术水平都有了很大改善。但由于不可调控整流器在功率设备中的广泛应用，整流电路如图1所示，各种谐波对电网的污染也变得十分严重，使得电能的生产、传输和利用的效率降低。功率因数不为1，主要造成的是谐波电流和基波无功功率两部分的危害。无功功率会致使电网中的流动功率增加，电网损耗增加，电网设备成本、总量和体积增大。

谐波电流会造成电网电压畸变，如图2所示，影响其它设备的正常工作，引起测量误差等，特别是容易引起电网继电保护的误动作，增加电网设备如变换器电机等的损耗，增加设备自身的温度，严重者甚至烧毁，造成无功补偿电容器过压，甚至击穿烧毁。同时还会引起电网谐振，破坏电网的稳定，造成中线电流增加，导致中线严重发热，引发火灾。

为了解决这一系列问题，抑制开关电源产生的谐波，保证电网运行的安全，我们必须设计新一代的高性能整流器，它应具有输入电流为正弦波，谐波含量低以及功率因数高的特点，即具有功率因数校正（PFC，Power Factor Correction）功能。

图2 输入电压、电流波形

当前能源紧缺已成为制约全球经济发展的一个瓶颈，节约能源已成为目前的一大潮流，功率因数校正对电能利用和电网供电质量具有重要的意义。目前国外改善开关电源功率因数工作的重点主要是，功率因数校正电路拓扑结构的研发和功率因数校正芯片的开发利用。采用功率因数校正电路的开关电源，其功率因数可达0.95～0.99，近似于1。近年来功率因数校正电路得到了很大的发展，从DCM（Discontinuous Current Mode）控制模式到 CCM（Critical Current Mode）、CRM（Continuous Current Mode）控制模式，各种单一控制模式功率因数校正技术也日益成熟，为满足实际需求，各种改进的PFC控制模式也不断出现，是电源管理研究的重要方向之一。

与国外相比，国内这一方向的研究工作开展较晚，其中包括工艺技术上的限制，开关电源对耐压和驱动能力的要求比较苛刻，需要较为先进的工艺支持。然而当前能源紧缺已成为制约我国国民经济发展的一个重要因素，功率因数校正技术对电能利用率和电网供电质量的提高都有很重要的意义，功率因数校正技术是一个必然趋势，再加上国家对集成电路产业的日趋重视，国内对具有功率因数调制功能电源芯片的研究日益增多。

随着电源技术的发展，电源管理芯片的效率也越来越高，有些芯片可高达95%。但这些转换效率都是在满载情况下测得，而实际工作中，电源所带动的负载是浮动的，在轻载情况下，电源的转换效率会明显降低。满载时转换效率为81.8%的电源，当负载为满载的20%时，电源的转换效率仅有57.2%。导致开关电源的转换效率实际工作后达不到预期效果，无法实现节能的效果。

因此考虑实际应用情况，解决轻载时效率低的情况是目前电源管理必须面对的问题，在解决轻载效率低的问题时还需兼顾满载时电源的转换效率也不可以过低的问题。综合考虑，只有设计出不同负载情况下转换效率都能保持在较高状态的电源管理方案，才能真正实现节能的目标。

对于轻载时转换效率较低的情况，其改进措施的研究大致分为两个方面。一是改进外围应用电路，例如对谐振LLC架构、SRC（Series Resonance Configuration）+ SR（Series Resonance Configuration）架构进行改进，这种方法在一定程度上提高了轻载时的转换效率，但是改进后的外围电路器件增多，结构复杂，增加了产品成本，同时也不利于电路集成化。

另一方面是对电源控制芯片进行改进，改变芯片的控制模式。例如采用峰值电流模式PWM（Pulse Width Modulation）/PSM（Pulse Phase Modulation）调制方式和非同步整流技术可以实现在负载大范围变化时，保持较高的转换率。此种方法由于采用峰值电流控制模式，其本身在满载时的功率损耗就比较大。

对于电源管理芯片，也有采用PWM + 轻载自动突发控制的管理模式。不管采用哪种控制模式，这些结构都只应用在了DC /DC电源上，而对于AC / DC电源轻载时，转换效率低的问题研究，目前国内还处于起步阶段，并没有成熟的芯片问世。

针对轻载时电源管理芯片效率偏低的情况，在考虑精简外围应用电路的前提下，本论文从电源管理芯片的角度入手，通过改变开关电源的控制模式，设计了一款基于平均电流混合控制模式的AC / DC电源管理芯片。根据电源负载的实际变化情况，调整相应的控制模式，对电源进行细化管理，实现不同负载情况下电源都能有较高的转换率，保证电源在实际工作中也能满足预期的设计目标，解决电源轻载效率的问题。

1 混合模式PFC芯片工作原理

为了提高PFC的转换效率，多采用软开关控制模式（分为零电压转换和零电流转换两种方式）但软开关模式成本较高，电路也较为复杂。较为常见的开关电源升压电路结构为BOOST架构电路，其原理图如图3所示。

图3 BOOST拓扑结构

图4 临界模式控制波形

连续控制模式CCM，临界控制模式CRM是BOOST转换电路最为常用的两种控制模式。在大功率电路中，临界控制模式CRM是在电感中电流为零时，功率开关管导通，其控制波形如图4所示。在该模式下开关管的开关应力减小，损耗降低，可靠性增加，同时缩短了整流二极管的恢复时间。但是CRM模式下，开关管的频率一直处于不恒定的状态，这样就导致输入电流的高频纹波十分丰富，使得设计出来的产品很难通过EMI检测。

而隶属CCM控制模式的平均电流控制模式ACC（Average Current Control），其控制波形如图5所示。由图可见开关频率是恒定的，因此对噪声不敏感，比较适合应用于大功率场合，而且容易得到较高的功率因数，目前已经设计成功的案例可以高达0.995。但由于实际电流的平均值与参考电流之间有不可避免的误差，并且这种误差随着占空比的变化而不断的发生变化，这就导致轻载时，电路的转换效率很低，最终导致整体电路的转换效率下降。

图5 平均电流控制模式波形

如果在ACC控制模式下引入零电流检测器，当功率小到一定程度时，启用零电流检测器，使PFC进入CRM模式，避免开关电源由CCM模式进入DCM模式，从而达到提高轻载时功率因数的目的。而重载时，电路处于ACC控制模式，开关频率恒定，输入纹波恒定，解决了CRM模式下的产品难以通过EMI（Electromagnetic Interference）检测的难题。

混合控制模式的拓扑结构如图6所示，该拓扑结构包括BOOST结构和PFC控制两部分。BOOST结构属于芯片的外围应用电路，PFC控制部分是芯片内部的电路结构，如图中下半部分方框内的电路结构。其中实线所包围的部分是CCM控制模式的核心结构，虚线所包围的部分是零电流检测部分，该部分的主要功能是结合平均电流控制模式部分，共同实现CRM控制模式。两部分相结合，共同实现了混合模式控制的功能。

图6 混合控制模式PFC拓扑结构

图7 所示为一个完整周期内，电感电流和控制信号的波形，该波形随负载的变化而发生相应的变化。在准备阶段，图中所示的工作状态1-2和3-4不断重复，可以清楚的看到电感电流有两种工作模式，即CCM和CRM，状态1和状态2为CCM控制模式，混合模式工作原理分析如下。

如图所示在t0-t1阶段，当开关电压VGS由低电平变为高电平时，开关管Q1和Q2导通。电感开始充电，电感电流跟随电源电压变化，ZCD（zero-current detection）信号由负变为正，形成一个比较器。同时由于Q2导通，Vpluse信号保持低电平，信号发生器产生的锯齿波并不发生变化。

在t1-t2阶段，当Q1和Q2关断时，电感放电，ZCD信号由正电压变为负电压，比较器的输出信号仍然保持在零电平致使Vpluse信号保持低电平，锯齿波仍然保持不变。

t0-t2阶段，是BOOST结构PFC带重载时的工作原理，该阶段电感电流在没有降到零时，已经进入下一周期的充电环节，零电流检测电路一直处于关断阶段，整个BOOST架构工作在连续平均电流控制模式下。

当负载由重载变为轻载时，PFC工作在CRM模式，如图2.3.2所示的t3-t5阶段。t3-t4阶段，虽然整个电路系统工作在CRM模式下，但是这一阶段其工作原理与CCM模式下的t0-t1阶段相同。

t4-t5阶段，储存在电感中的能量开始释放，由于Q1和Q2在t4时刻关断，导致电感的峰值电流变小。ZCD信号和比较器的输出信号由低电平变为高电平，导致Q3开启，电路输出Vpulse信号，电感电流在t4-t5阶段降为零。

由于Vpulse+Vh1电压高于VH，VH为三角波发生器产生三角波的峰值，VOSC信号由Vh1降低到VL，VL是所产生三角波的谷值。相反，当VOSC信号低于VL信号时，VOSC开始增长，这一工作原理与CRM工作模式相同。这一控制模式使得PFC在轻载时具有较高的转换效率。

2 混合模式PFC芯片结构框图

根据混合模式的工作原理，设计混合模式PFC芯片的结构图如图8所示。该芯片设计了16个管脚，包括前端采样信号管脚和后端反馈信号管脚。内含过欠压保护电路，基准源电路，乘法器，平方器，零点流检测电路，误差放大器，可调频率振荡器，RS触发器等电路模块，这些电路模块共同实现了混合模式控制功能。

管脚1为地管脚，所有电压的测量都以该管脚为参考，为了避免噪声效应，VCC和REF管脚需要与地间连接一个0.1uF电容。管脚2为零电流检测管脚ZCD，当轻载时，电感电流降为零后，信号由该管脚传入，使得GTDRV管脚输出信号开启BOOST结构的开关管，电感进入充电阶段。

管脚CA OUT是电流误差放大器的输出端，同时控制脉宽来保证输出正确的平均电流环。根据工作情况，输出电流环的摆动范围可以接近地，强迫脉宽改变，当芯片停止工作时，电流误差放大器仍在工作。

图7 BOOST结构电感和开关信号波形

管脚ISENSE是敏感电流检测管脚，电流误差放大器的反相输入端。该输入端电路同时与乘法器的输出端相比较，该信号可以降低到零电位以下，但由于二极管保护，该信号应该保证不低于-0.5V。

管脚Mult Out是乘法器的输出端，同时也是电流误差放大器的输入端。由于乘法器的输出信号也是类似与ISENCE信号的电流信号，所以电流误差放大器同时可以作为差分放大器来抵消对地噪声。

IAC管脚是交流电流输入端，是模拟乘法器的一个输入端，乘法器可以将该信号实现精确的倍乘，然后输出，所以该信号是乘法器唯一的实现实时跟踪输入电压变化的信号。

VA OUT信号是电压误差放大器的输出端，类似于电流误差放大器，当由于使能信号或者电源故障芯片停止工作时，电压误差放大器仍然处于工作状态。这也就意味着误差放大器的大反馈电容在短暂的周期停顿时，仍然具有大量电荷，所以设定当输出电压低于1V时，乘法器不工作。同时为了保护乘法器，误差放大器内部限定输出电压不高于5.8V。

前端电压采样信号输入管脚是VRMS，BOOST架构的PWM信号是与输入电压成比例的，所以当输入电压发生变化时，PWM信号会随之发生相应的变化，保证输出电压维持在稳定的范围内。VRMS前端采样信号与PWM输入端相连，保证PWM信号与输入电压成比例变化。与VRMS信号相对应的是VSENCE信号，该信号是后端电压反馈信号，通过分压电阻采样输出电压，多PWM信号实现微调。

REF端是参考电压7.5V输出端，该输出电压实现了乘法器的限流输出，同时为内部乘法器、平方器的运算提供了参考电压，当ENA信号起作用时，REF电压切断，维持在0V水平。

SS信号是芯片的软启动信号，保证电压误差放大器的输入参考电压能与外围信号一起慢慢变化。CT是振荡器的频率设置端，通过改变外围连接电阻、电容可以改变芯片的工作频率。GT Drv是PWM信号的最终输出端，即开关管的驱动信号，该信号对应的外围电阻开关管为NMOS管。

ZCD信号是混合控制模式的关键，该信号实现了由平均电流模式到临界控制模式的转换。当芯片负载减小时，电感电流已降低到零，但下一个充电周期还没有到达，出现DCM控制模式现象时，该信号通过控制PWM信号，致使充电周期提前到来，从而实现临街模式控制。

图8 混合模式PFC芯片系统框图

该混合模式PFC芯片采用的是先进1.5um的BCD（bipolar-CMOS-DMOS） 36V工艺，应用EDA软件平台Cadence的Specture软件，对芯片的原理电路图进行了模拟仿真，设计出了芯片的典型应用电路，通过Specture软件进行了验证，同时应用Cadence的Virtuso工具进行了版图的绘制，成功流片。

3 混合模式PFC芯片整体性能及光谱测试

当电感电流降到零时，ZCD模块将芯片控制模式由平均电流模式改到临界模式，通过对振荡器输出控制信号，来改变振荡器输出波形的频率，如图9所示，其中pfcdrv信号和ZCD信号都是ZCD模块的输入信号，pfcdrv信号的逻辑关系与GTDRV信号的相同，ZCD信号是电感零电流检测信号，当电感电流为零时，ZCD信号为低电平，当电感电流不为零时，ZCD信号保持高电平。S信号是ZCD模块的输出信号，该信号与振荡器内的数字逻辑电路相连接，OSCOUT信号是振荡器的输出信号。

图9是模拟轻载时检测到零电流信号时，振荡器提前进入下一个周期，进而通过芯片内部的数字逻辑电路处理，最终使得电感提前进入充电周期。如图中所示，0-25us时间内，没有检测到电感零电流，ZCD该模块的输出信号S对振荡器不起作用，振荡器保持原有的周期正常输出，即图中的OSCOUT信号所示。

25-30us时间内，检测到电感零电流，ZCD信号变为低电平，此时pfcdrv信号为低电平，即电感仍处于放电阶段，此时ZCD模块开始工作，其输出S信号变为低电平，对振荡器内的数字逻辑电路产生影响，使得振荡器输出瞬时高脉冲，进而提前进入下一周期，开始正常运行，如图9中的OSCOUT信号所示。

图9 临界电流控制模式功能验证

30-35us时间内，没有检测到零电流信号，如同0-25us时间段内，振荡器不受影响。35-40us，检测到零电流信号，但是此时pfcdrv信号为高电平，即BOOST开关管开启，电感已经处于充电状态，ZCD模块不工作，S信号不起作用。40us后，零电流信号消失，电路又进入0-25us时间段内的运行状态。

该仿真结果证明该芯片可以由平均电流控制模式顺利转变到临界电流控制模式，达到了预期的设计指标。在此需要说明的一点是，该仿真结果是为了验证芯片的临街电流控制模式的功能，所以故意人为加长了零电流检测信号的时间，而实际应用中，当检测到电感零电流信号时，电感迅速进入冲电阶段，所以检测到零电流的时间是很短的。

图10 芯片功能验证外围电路

为了验证芯片的功能，设计了该芯片的典型外围应用电路，如图10所示，该外围电路采用典型BOOST架构，开关管为N型晶体管，当GTDRV为高电平时，开关管导通，电感充电，当GTDRV为低电平信号时，开关管关闭，电感放电。该电路输入电压为市电交流220V，设定输出电压为385V直流电压，额定输出功率为250W。

图11 平均电流控制模式仿真图

图11 所示是BOOST架构输出电压，从图中可见，通过芯片的控制，该电路模版在输入交流220V的条件下，可以输出稳定的385V电压，负载为593欧姆时，输出电流为649毫安，证明该芯片在平均电流模式下工作正常，达到了设计要求。

考虑到成本，以及该芯片本身的性能，1.5μm工艺就可以满足设计要求，所以该芯片采用了先进1.5μm的BCD，36V高压工艺。该版图的面积是2655μm*2361μm。

为了驱动BOOST结构的开关管，GATE输出信号可输出1A电流，这就要求芯片输出部分需要功率管，本版图功率管采用了插指结构，通过多管并联将电流分流，保证大功率管的安全性。该芯片中含有带隙基准源，考虑到工艺自身的误差，为了保证基准源的稳定，本版图对基准源的电阻网络采用了trimming的结构，流片后可根据测得的基准电源值，通过烧断熔丝来调节电压值，保证基准源的误差范围在1%内。

芯片投片后采用图10所示电路搭建LED驱动环境，经测试后，整个灯具电参数：输入电压Uin=220V，输入电流I=0.018A，功率为3.892W，功率因数为0.9930，达到设计指标。

在保证电学参数达到设计指标同时，对LED整体灯具的光谱特性进行了测试，相关测试结果如表1所示：

表1 LED整体灯具的光谱特性

4 结论

本文从平均电流控制模式下的BOOST结构电路在轻载时，转换效率较低这一实际问题入手，通过分析轻载时转换效率低的具体原因，提出了重载时采用平均电流控制模式，轻载时采用临界电流控制模式的混合控制模式的功率因数校正芯片。

本文电路模块功能的验证，是基于先进1.5μm BCD工艺，具体列举了核心控制电路与芯片整体仿真的结果，由仿真结果，清楚可见核心控制电路模块的运算功能完全实现，在配有BOOST结构外围电路的情况下，芯片整体工作正常。

本混合模式控制的PFC芯片的版图设计基于在保证芯片安全可靠，功能完整的前提下，尽可能缩小版图的面积，降低芯片自身功耗，从芯片设计理念到芯片具体版图设计都体现了节能的最终目的。

最终本文实际制作出可直接交流市电驱动的专用型的LED照明驱动电路，其外围电路简单，体积较小，功率因数较高、成本较低。并通过搭建外围电路验证了设计的可行性与优越性，电路功率因数可达0.993.

PFC芯片广泛应用于液晶电视，LED显示器等设备中，市场应用广泛，本文对设计的芯片是对传统PFC芯片的改良提高，保证了不同负载条件下芯片都具有较高的转换效率，实现了节能的目标，迎合了当今能源紧缺，提高能源利用率的时代主题，该款混合模式PFC控制芯片具有广泛的市场应用前景。

[1]张启平,曹以龙,龚幼民,布明恩.一种改进的单相PFC控制策略及其仿真.微计算机信息,2005

[2]郑儒富,张波,俞永康,等.一种1.8ppm/0c曲率BiCMOS带隙基准源[J].微电子学,2006, 36(6):778-781

[3]毛伟,张波.一种新型的指数曲率补偿带隙基准源[J].微 电子学,2006,36(4):495-497

[4]赵玉姣,岳素格,边强.一种新型的无电阻实现的带隙电压基准源[J].微电子学与计算机,2008, 25(8):180-187

[5]刘珂,杨海钢,尹韬.采用电阻补偿的高PSRR基准电压源设计[J].微电子学,2008,38(2):192-200

[6]朱正涌.半导体集成电路[M],北京:清华大学出版社,2001.241-243

[7]德州仪器公司.交叉功率因数校正[M].电源管理选择指南, 2007

[8]刘军兰,临界导电交错模式PFC控制R2A20112原理及应用.中文期刊全文数据库.2007

[9]廉士良.电压临界工作模式的有源功率因数校正器的设计应用.电源技术应用.2008

[10]Yanfeng Jiang,Jiaxin Ju.The Influence of Plasticpackage on the Voltage Shift of Voltage Reference in Analog Circuit[J].IEEE Conferences,2009,26(10):1233-1235

[11]A.Prodic,J.Chen,R.W.Erickson,and D.Maksimovic,“Digitally controlled low-harmonic rectifier having fast dynamic responses”,IEEE APEC Conf.Proc., pp.476-482, Mar.2002

[12]D.S.Chen and J.S.Lai,“A study of power correction BOOST converter operating at CCM-DCM mode”,IEEE SECON Conf.Rec.,Apr.1993

[13]A.Abramovitz,“Effect of the ripple current on power factor of CRM BOOST APFC”,IEEE IPEMC Conf.Rec., pp.1-4, Aug.2006

[14]J.Turchi,Power factor correction stages operating in critical conduction mode,ON Semiconductor Application Note,Sep.2003

[15]A.Prodic,J.Q.Chen,R.W.Erickson,and D.Maksimovic,“Digitally controlled low-harmonic rectifier having fast dynamic responses”,IEEE APEC Conf.Rec., pp.476-482,Mar.2002

[16]C.Adragna,Control loop modeling of L6561-baded TM PFC,AN1089 Application Note,Mar.2000

[17]K.De Gussem´e,D.M.Van de Sype,A.P.Van den Bossche,and J.A.Melkebeek,“Input current distortion of ccm BOOST pfc converters operated in dcm”,Proc.of the IEEE Power Electr.Spec.Conf.,PESC 2003,June 15-19,2003,Acapulco,Mexico,pp.1685-1690

[18]R.K.Tripathi,S.P.Das,and G.K.Dubey,“Mixed-mode operation of BOOST switch-mode rectifier for wide range of load variations”,IEEE Trans.Power Electr.,Vol.17, No.6,Nov.2002,pp.999-1009

[19]R.W.Erickson and D.Maksimovic,Fundamentals of Power Electronics,2nd ed.,Kluwer Academic Publishers,2000